Способ управления двухзвенным преобразователем частоты

Способ предназначен для управления преобразователем частоты на основе инвертора напряжения и установленного на сетевом входе 3-фазного мостового выпрямителя, выполненного на транзисторных ключах с двухсторонней проводимостью тока без применения конденсаторного фильтра в звене постоянного тока. Может быть использован для достижения электромагнитной совместимости преобразователя как с питающей сетью, так и с цепью нагрузки. Техническое решение состоит в применении высокочастотной широтно-импульсной модуляции усредненных значений выпрямленного напряжения на основе скалярного принципа управления. Техническим результатом служит повышение энергетических показателей за счет устранения в гармоническом составе выпрямленного напряжения низкочастотной сетевой составляющей при одновременном приближении кривых потребляемого из сети тока к форме сетевых фазных напряжений. 3 ил.

 

Изобретение относится к преобразовательной технике, получающей применение в частотно-регулируемом электроприводе. В данной области широкое применение начинают получать так называемые двухзвенные преобразователи частоты (ДПЧ) с непосредственной связью нагрузки и питающей сети (см. Шрейнер Р.Т. и др. Концепция построения двухзвенных непосредственных преобразователей частоты для электроприводов переменного тока.- «Электротехника», 2002 г., №12). Основными звеньями данного устройства служат активный выпрямитель (АВ) и автономный инвертор напряжения (АИН), выполненные на одинаковой элементной базе в виде запираемых вентилей, например, IGBT. Применение в схеме реверсивного АВ транзисторных бивентилей с двухсторонней проводимостью тока позволяет работать электроприводу во всех 4-х квадрантах механических характеристик. Одновременно с этим появляется возможность исключить из состава звена постоянного тока полярный конденсатор фильтра, создав предпосылки для упрощения преобразователя частоты и электропривода в целом. Отсутствие конденсаторного фильтра компенсируется совмещением в работе активного выпрямителя нескольких функций. Кроме традиционных, связанных с регулированием напряжения и замыканием токов в выпрямительном и инверторном режимах работы, в их число должно входить обеспечение электромагнитной совместимости АВ как со стороны сетевого входа, так и со стороны выхода, то есть цепей питания АИН и АД. Выполнение указанных задач возможно на основе высокочастотной широтно-импульсной модуляции не только в условиях векторного, но и менее сложного в реализации скалярного принципа управления.

Наиболее близкое техническое решение содержится (см. А.А.Ефимов «Активные преобразователи в регулируемых электроприводах переменного тока.» Под ред Шрейнера Р.Т. - г.Новоуральск, изд. НГТИ, 2001). Известный из данного первоисточника способ управления двухзвенным преобразователем частоты с инвертором напряжения и активным выпрямителем на сетевом входе, выполненным по 3-фазной мостовой схеме выпрямления на 6-ти транзисторных ключах с двухсторонней проводимостью тока, предусматривает выполнение функций активного формирования сетевого тока симметричной квазисинусоидальной формы с заданной величиной фазового сдвига относительно сетевого напряжения, которую осуществляют на каждом i-м периоде повторяемости длительностью π/3 высокочастотным чередующимся подключением выходной цепи выпрямителя к двум коммутирующим линейным напряжениям сети, из которых первое U_{i=1, 2, … 6} имеет наибольшие по сравнению с другими значения, а второе представлено ближайшими по величине и фазе напряжениями, одно из которых U_i,1 с опережающим фазовым сдвигом используется в течение первого полупериода, а другое U_i,2 с отстающим фазовым сдвигом - в течение второго полупериода, причем обе указанные функции активного выпрямителя осуществляют изменением длительности управляющих импульсов в виде парафазной широтно-модулированной последовательности логических сигналов x_k, , получаемых в моменты равенства управляющего и периодически изменяющегося опорного напряжений, после чего эти сигналы, в виде отпирающих импульсов u_k, распределяют по управляющим входам k=1, 2, … 6 транзисторных ключей с помощью импульсного распределителя.

Указанный способ направлен на достижение электромагнитной совместимости АВ с питающей сетью, однако не решает этой задачи со стороны выходного напряжения. Необходимость дополнительных мер по улучшению качества выпрямленного напряжения объясняется отсутствием в звене постоянного тока ДПЧ сглаживающего конденсатора. В этом случае низкочастотные (300 Гц) пульсации выпрямленного напряжения беспрепятственно попадают в цепи питания АД, увеличивая потери мощности в электрической машине. Вводимые для устранения низкочастотных пульсаций изменения в модуляционном законе управления АВ предлагется осуществлять на традиционной основе скалярного (модульного) управления. Технический результат - достижение более высоких энергетических показателей без существенного усложнения системы управления преобразователем.

Для этого опорный сигнал предлагается получать непрерывным интегрированием междуфазного напряжения коммутирующих фаз сети с изменением знака этого напряжения при каждом достижении опорным сигналом порогового уровня, а формирование и распределение отпирающих импульсов u_k осуществлять с помощью двухвходового импульсного умножителя, на первые входы которого подавать широтно-модулированные управляющие импульсы х_k, , а на вторые входы - синхронизирующие импульсы s_i, s_i,1, s_i,2, совпадающие по времени с интервалами подключения выходной цепи выпрямителя к указанным выше напряжениям сети U_i, U_i,1, U_i,2 соответственно, согласно логическому уравнению в раскрытом виде и матричной форме записи

.

На фиг.1 представлена обобщенная схема силовых цепей ДПЧ и управляющих цепей АВ в составе частотно-регулируемого электропривода привода. На фиг.2 - полученные компьютерным моделированием в пакете Mathcad диаграммы, иллюстрирующие работу АВ, в том числе диаграммы выпрямленного напряжения u_d и тока i_d (фиг.2, а), управляющего х_yn и опорного х_оп напряжений, а также широтно-модулированных импульсов х_k, (фиг.2, б), сетевых фазных токов i_A, i_B, i_C широтно-модулированных напряжений u_А, u_B, u_C в цепях формирования этих токов (фиг.2, в, г, д). На фиг.3 приведены результаты имитационного моделирования рассматриваемых процессов в пакете Matlab (Simulink).

Силовые цепи устройства на фиг.1 содержат подключенные к трехфазной сети е_А, е_B, е_C последовательно соединенные активный выпрямитель АВ (1), автономный инвертор напряжения АИН (2) и асинхронный двигатель АД (3). Цепи управления активным выпрямителем выполнены с применением блока формирования опорного сигнала х_оп (4), блока формирования синхронизирующих импульсов s_i, s_i,1, s_i,2 (5) и блока формирования широтно-модулированных импульсов х_k, (6), а также блока импульсного умножителя (7), на выходах которого формируются отпирающие импульсы u_{k=1, 2, … 6} для транзисторных ключей активного выпрямителя.

Как отмечалось, предлагаемый способ направлен на обеспечение электромагнитной совместимости АВ как со стороны питающей сети, так и со стороны нагрузки. Рассмотрим последнюю из этих двух задач, полагая, что формирование широтно-модулированных управляющих импульсов х_k, происходит на выходе блока 6 в результате сравнения (вычитания) напряжений х_yn и х_on. Устранения в составе выпрямленного напряжения u_d и тока i_d сетевых низкочастотных пульсаций модуляционным способом можно добиться на достаточно высокой несущей частоте (1-20 кГц) при условии, что сигнал х_yn задает на каждом такте модуляции усредненные значения выпрямленного напряжения. Целесоооразность такого управления вытекает из известной зависимости мгновенных значений тока индуктивной нагрузки от интегральных значений питающего напряжения. Для его реализации формирование х_on в блоке 4 предлагается осуществлять непрерывным интегрированием междуфазного коммутирующего напряжения сети с изменением знака последнего в моменты достижения х_on порогового уровня. Данный алгоритм придает напряжению x_on повторяющуюся квазипилообразную форму, которая содержит необходимую информацию об интегральных значениях выпрямленного напряжения. Очевидно, что при указанной форме х_on постоянство управляющего напряжения x_yn=const обеспечит такое же постоянство среднетактовых значений выпрямленного напряжения, а значит и мгновенных значений тока на выходе выпрямителя. Достигаемый эффект является результатом взаимной компенсации влияния на форму выпрямленного напряжения двух процессов - высокочастотной широтно-импульсной модуляции со стороны управляющего входа и низкочастотной амплитудной модуляции этого же напряжения со стороны питающей сети. Не трудно прийти к выводу, что получаемый таким образом эффект сглаживания тока оказывается наиболее заметным в цепях с малым активным сопротивлением. Уменьшение доли активного по сравнению с индуктивным сопротивлением происходит, как известно, по мере увеличения мощности электропривода. Пример компьютерного моделирования процессов в электроприводе мощностью 10 кВт подтверждает данный вывод. Полученные на фиг.2,а диаграммы выпрямленного напряжения u_d и тока i_d указывают на практическое отсутствие в их составе низкочастотной сетевой составляющей частоты 300 Гц.

В свою очередь, задача электромагнитной совместимости с питающей сетью решается улучшением формы 3-фазного тока на сетевом входе активного выпрямителя. Покажем, что в условиях скалярного управления этого можно добиться за счет соответствующего распределения отпирающих импульсов u_{k=1, 2, … 6} на управляющих входах транзисторных ключей АВ. В схеме фиг.1 распределение этих импульсов осуществляется с помощью импульсного умножителя 7. Элементной базой блока 7 могут служить двухвходовые логические схемы совпадения. Полагается, что на первые входы этих схем поступают широтно-модулированные управляющие импульсы x_k, , получаемые на основе сравнения напряжений х_yn и х_on. На вторые разрешающие входы указанных схем совпадения с выхода блока 5 в режиме чередования поступают две последовательности синхронизирующих импульсов (см. фиг.2,а, б). Одна из этих последовательностей образована импульсами S_{i=1, 2, … 6} длительностью π/3, передние и задние фронты которых совпадают с точками естественной коммутации на диаграмме фазных напряжений сети. Вторая импульсная последовательность S_i,1, S_i,2 состоит из импульсов длительностью π/6, делящих импульсы первой последовательности пополам. В целях однозначности закона распределения передний фронт импульса S_6,2 формируют таким образом, чтобы он совпадал с моментом перехода сетевого напряжения фазы А через ноль. Полагается также, что совпадение в блоке 7 импульсов x_k и s_i должно приводить к подключению выходной цепи АВ к наибольшему линейному напряжению сети. В свою очередь, совпадение импульсов и S_i,1, S_i,2 должно подключать эту цепь к напряжениям с опережающим или отстающим относительно указанного напряжения фазовым сдвигом ±π/3 соответственно. Данный алгоритм представлен выше в виде логического уравнения в матричной форме записи Его реализация обеспечивает чередующееся высокочастотное подключение выходной цепи выпрямителя к двум указанным выше линейным напряжениям сети. Изменение длительности этих подключений обеспечивает плавное регулирование средневыпрямленного напряжения в пределах 0.7-0.95 по отношению к амплитуде сетевого напряжения. Расширение диапазона регулирования возможно за счет изменения порядка формирования синхронизирующих импульсов в блоке 5.

Из диаграмм на фиг.2 видно, что в течение периода сети представленный алгоритм способен изменять суммарную проводимость каждого транзисторного ключа в схеме АВ в пределах λ=0-π. Отметим, что большинство известных решений обеспечивает изменение этой проводимости в пределах λ=0-2π/3. Данное отличие является сутью второго предложения, направленного на улучшение формы кривых сетевого тока в 3-фазной мостовой схеме выпрямления. Известно, что работа ключей в обычной схеме выпрямления на диодах или однооперационных тиристорах происходит с постоянной длительностью проводящего состояния каждого вентиля λ=2π/3. Это приводит к появлению в сетевом токе 3-фазного моста нулевых пауз длительностью π/3. Наличие указанных пауз отрицательно влияет на гармонический состав этого тока при величинах коэффициента искажения К_и<0.95. В отличие от известного предлагаемое техническое решение переводит систему управления активным выпрямителем в режим λ=0-π. Практически данный перевод осуществляется с помощью представленного выше логического уравнения за счет соответствующего выбора длительности и фазового расположения синхронизирующих импульсов относительно сетевого напряжения. Из представленных на фиг.2, 3 кривых видно, что распределение отпирающих импульсов с помощью данного уравнения позволяет устранить паузу в кривой сетевого тока выпрямителя, а также сохранить его симметричность и непрерывность в течение всего периода сети. Происходящий процесс высокочастотных переключений придает этому току желаемую квазисинусоидальную форму. Видно, что при надлежащем увеличении тактовой частоты модуляции форма 3-фазных токов i_A, i_B, i_C в указанной схеме может быть приближена к форме сетевых напряжений с любой заданной величиной коэффициента искажения. В свою очередь, изменением фазы синхронизирующих импульсов относительно сетевого напряжения -π<φ<π можно установить любое желаемое значение коэффициента сдвига сетевого тока (cosφ) и тем самым превратить двухзвенный преобразователь частоты не только в потребитель активной мощности, но также в потребитель (при φ>0) или генератор (при φ<0) реактивной мощности. В качестве примера диаграммы на фиг.2, 3 иллюстрируют работу ДПЧ в компенсированном режиме при cosφ=1.

Способ управления двухзвенным преобразователем частоты с инвертором напряжения и активным выпрямителем на сетевом входе, выполненным по 3-фазной мостовой схеме выпрямления на 6-ти транзисторных ключах с двухсторонней проводимостью тока, предусматривающий выполнение функций активного формирования сетевого тока симметричной квазисинусоидальной формы с заданной величиной фазового сдвига относительно сетевого напряжения, которую осуществляют на каждом i-м периоде повторяемости длительностью π/3 высокочастотным чередующимся подключением выходной цепи выпрямителя к двум коммутирующим линейным напряжениям сети, из которых первое U_{i=1, 2, … 6} имеет наибольшее по сравнению с другими напряжение, а второе представлено ближайшими по величине и фазе напряжениями, одно из которых U_i,1 с опережающим фазовым сдвигом используется в течение первого полупериода, а другое U_i,2 с отстающим фазовым сдвигом - в течение второго полупериода, причем обе указанные функции активного выпрямителя осуществляют изменением длительности управляющих импульсов в виде парафазной широтно-модулированной последовательности логических сигналов х_k, , получаемых в моменты равенства управляющего и периодически изменяющегося опорного напряжений, после чего эти сигналы в виде отпирающих импульсов u_k распределяют по управляющим входам k=1, 2, … 6 транзисторных ключей с помощью импульсного распределителя, отличающийся тем, что опорный сигнал получают непрерывным интегрированием междуфазного напряжения коммутирующих фаз сети с изменением знака этого напряжения при каждом достижении опорным сигналом порогового уровня, а формирование и распределение отпирающих импульсов u_k для транзисторных ключей активного выпрямителя осуществляют с помощью двухвходового импульсного умножителя, на первые входы которого подают широтно-модулированные управляющие сигналы x_k, , а на вторые входы подают синхронизирующие импульсы s_i, s_i,1, s_i,2, совпадающие по времени с интервалами подключения выходной цепи активного выпрямителя к указанным выше напряжениям сети U_i, U_i,1, U_i,2, соответственно, согласно логическому уравнению в раскрытом виде и матричной форме записи