Способ управления двухзвенным преобразователем частоты



Способ управления двухзвенным преобразователем частоты
Способ управления двухзвенным преобразователем частоты
Способ управления двухзвенным преобразователем частоты
Способ управления двухзвенным преобразователем частоты
Способ управления двухзвенным преобразователем частоты

 


Владельцы патента RU 2444834:

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Ульяновский государственный технический университет" (RU)

Способ предназначен для управления преобразователем частоты на основе инвертора напряжения и установленного на сетевом входе 3-фазного мостового выпрямителя, выполненного на транзисторных ключах с двухсторонней проводимостью тока без применения конденсаторного фильтра в звене постоянного тока. Может быть использован для достижения электромагнитной совместимости преобразователя как с питающей сетью, так и с цепью нагрузки. Техническое решение состоит в применении высокочастотной широтно-импульсной модуляции усредненных значений выпрямленного напряжения на основе скалярного принципа управления. Техническим результатом служит повышение энергетических показателей за счет устранения в гармоническом составе выпрямленного напряжения низкочастотной сетевой составляющей при одновременном приближении кривых потребляемого из сети тока к форме сетевых фазных напряжений. 3 ил.

 

Изобретение относится к преобразовательной технике, получающей применение в частотно-регулируемом электроприводе. В данной области широкое применение начинают получать так называемые двухзвенные преобразователи частоты (ДПЧ) с непосредственной связью нагрузки и питающей сети (см. Шрейнер Р.Т. и др. Концепция построения двухзвенных непосредственных преобразователей частоты для электроприводов переменного тока.- «Электротехника», 2002 г., №12). Основными звеньями данного устройства служат активный выпрямитель (АВ) и автономный инвертор напряжения (АИН), выполненные на одинаковой элементной базе в виде запираемых вентилей, например, IGBT. Применение в схеме реверсивного АВ транзисторных бивентилей с двухсторонней проводимостью тока позволяет работать электроприводу во всех 4-х квадрантах механических характеристик. Одновременно с этим появляется возможность исключить из состава звена постоянного тока полярный конденсатор фильтра, создав предпосылки для упрощения преобразователя частоты и электропривода в целом. Отсутствие конденсаторного фильтра компенсируется совмещением в работе активного выпрямителя нескольких функций. Кроме традиционных, связанных с регулированием напряжения и замыканием токов в выпрямительном и инверторном режимах работы, в их число должно входить обеспечение электромагнитной совместимости АВ как со стороны сетевого входа, так и со стороны выхода, то есть цепей питания АИН и АД. Выполнение указанных задач возможно на основе высокочастотной широтно-импульсной модуляции не только в условиях векторного, но и менее сложного в реализации скалярного принципа управления.

Наиболее близкое техническое решение содержится (см. А.А.Ефимов «Активные преобразователи в регулируемых электроприводах переменного тока.» Под ред Шрейнера Р.Т. - г.Новоуральск, изд. НГТИ, 2001). Известный из данного первоисточника способ управления двухзвенным преобразователем частоты с инвертором напряжения и активным выпрямителем на сетевом входе, выполненным по 3-фазной мостовой схеме выпрямления на 6-ти транзисторных ключах с двухсторонней проводимостью тока, предусматривает выполнение функций активного формирования сетевого тока симметричной квазисинусоидальной формы с заданной величиной фазового сдвига относительно сетевого напряжения, которую осуществляют на каждом i-м периоде повторяемости длительностью π/3 высокочастотным чередующимся подключением выходной цепи выпрямителя к двум коммутирующим линейным напряжениям сети, из которых первое Ui=1, 2, … 6 имеет наибольшие по сравнению с другими значения, а второе представлено ближайшими по величине и фазе напряжениями, одно из которых Ui,1 с опережающим фазовым сдвигом используется в течение первого полупериода, а другое Ui,2 с отстающим фазовым сдвигом - в течение второго полупериода, причем обе указанные функции активного выпрямителя осуществляют изменением длительности управляющих импульсов в виде парафазной широтно-модулированной последовательности логических сигналов xk, , получаемых в моменты равенства управляющего и периодически изменяющегося опорного напряжений, после чего эти сигналы, в виде отпирающих импульсов uk, распределяют по управляющим входам k=1, 2, … 6 транзисторных ключей с помощью импульсного распределителя.

Указанный способ направлен на достижение электромагнитной совместимости АВ с питающей сетью, однако не решает этой задачи со стороны выходного напряжения. Необходимость дополнительных мер по улучшению качества выпрямленного напряжения объясняется отсутствием в звене постоянного тока ДПЧ сглаживающего конденсатора. В этом случае низкочастотные (300 Гц) пульсации выпрямленного напряжения беспрепятственно попадают в цепи питания АД, увеличивая потери мощности в электрической машине. Вводимые для устранения низкочастотных пульсаций изменения в модуляционном законе управления АВ предлагется осуществлять на традиционной основе скалярного (модульного) управления. Технический результат - достижение более высоких энергетических показателей без существенного усложнения системы управления преобразователем.

Для этого опорный сигнал предлагается получать непрерывным интегрированием междуфазного напряжения коммутирующих фаз сети с изменением знака этого напряжения при каждом достижении опорным сигналом порогового уровня, а формирование и распределение отпирающих импульсов uk осуществлять с помощью двухвходового импульсного умножителя, на первые входы которого подавать широтно-модулированные управляющие импульсы хk, , а на вторые входы - синхронизирующие импульсы si, si,1, si,2, совпадающие по времени с интервалами подключения выходной цепи выпрямителя к указанным выше напряжениям сети Ui, Ui,1, Ui,2 соответственно, согласно логическому уравнению в раскрытом виде и матричной форме записи

.

На фиг.1 представлена обобщенная схема силовых цепей ДПЧ и управляющих цепей АВ в составе частотно-регулируемого электропривода привода. На фиг.2 - полученные компьютерным моделированием в пакете Mathcad диаграммы, иллюстрирующие работу АВ, в том числе диаграммы выпрямленного напряжения ud и тока id (фиг.2, а), управляющего хyn и опорного хоп напряжений, а также широтно-модулированных импульсов хk, (фиг.2, б), сетевых фазных токов iA, iB, iC широтно-модулированных напряжений uА, uB, uC в цепях формирования этих токов (фиг.2, в, г, д). На фиг.3 приведены результаты имитационного моделирования рассматриваемых процессов в пакете Matlab (Simulink).

Силовые цепи устройства на фиг.1 содержат подключенные к трехфазной сети еА, еB, еC последовательно соединенные активный выпрямитель АВ (1), автономный инвертор напряжения АИН (2) и асинхронный двигатель АД (3). Цепи управления активным выпрямителем выполнены с применением блока формирования опорного сигнала хоп (4), блока формирования синхронизирующих импульсов si, si,1, si,2 (5) и блока формирования широтно-модулированных импульсов хk, (6), а также блока импульсного умножителя (7), на выходах которого формируются отпирающие импульсы uk=1, 2, … 6 для транзисторных ключей активного выпрямителя.

Как отмечалось, предлагаемый способ направлен на обеспечение электромагнитной совместимости АВ как со стороны питающей сети, так и со стороны нагрузки. Рассмотрим последнюю из этих двух задач, полагая, что формирование широтно-модулированных управляющих импульсов хk, происходит на выходе блока 6 в результате сравнения (вычитания) напряжений хyn и хon. Устранения в составе выпрямленного напряжения ud и тока id сетевых низкочастотных пульсаций модуляционным способом можно добиться на достаточно высокой несущей частоте (1-20 кГц) при условии, что сигнал хyn задает на каждом такте модуляции усредненные значения выпрямленного напряжения. Целесоооразность такого управления вытекает из известной зависимости мгновенных значений тока индуктивной нагрузки от интегральных значений питающего напряжения. Для его реализации формирование хon в блоке 4 предлагается осуществлять непрерывным интегрированием междуфазного коммутирующего напряжения сети с изменением знака последнего в моменты достижения хon порогового уровня. Данный алгоритм придает напряжению xon повторяющуюся квазипилообразную форму, которая содержит необходимую информацию об интегральных значениях выпрямленного напряжения. Очевидно, что при указанной форме хon постоянство управляющего напряжения xyn=const обеспечит такое же постоянство среднетактовых значений выпрямленного напряжения, а значит и мгновенных значений тока на выходе выпрямителя. Достигаемый эффект является результатом взаимной компенсации влияния на форму выпрямленного напряжения двух процессов - высокочастотной широтно-импульсной модуляции со стороны управляющего входа и низкочастотной амплитудной модуляции этого же напряжения со стороны питающей сети. Не трудно прийти к выводу, что получаемый таким образом эффект сглаживания тока оказывается наиболее заметным в цепях с малым активным сопротивлением. Уменьшение доли активного по сравнению с индуктивным сопротивлением происходит, как известно, по мере увеличения мощности электропривода. Пример компьютерного моделирования процессов в электроприводе мощностью 10 кВт подтверждает данный вывод. Полученные на фиг.2,а диаграммы выпрямленного напряжения ud и тока id указывают на практическое отсутствие в их составе низкочастотной сетевой составляющей частоты 300 Гц.

В свою очередь, задача электромагнитной совместимости с питающей сетью решается улучшением формы 3-фазного тока на сетевом входе активного выпрямителя. Покажем, что в условиях скалярного управления этого можно добиться за счет соответствующего распределения отпирающих импульсов uk=1, 2, … 6 на управляющих входах транзисторных ключей АВ. В схеме фиг.1 распределение этих импульсов осуществляется с помощью импульсного умножителя 7. Элементной базой блока 7 могут служить двухвходовые логические схемы совпадения. Полагается, что на первые входы этих схем поступают широтно-модулированные управляющие импульсы xk, , получаемые на основе сравнения напряжений хyn и хon. На вторые разрешающие входы указанных схем совпадения с выхода блока 5 в режиме чередования поступают две последовательности синхронизирующих импульсов (см. фиг.2,а, б). Одна из этих последовательностей образована импульсами Si=1, 2, … 6 длительностью π/3, передние и задние фронты которых совпадают с точками естественной коммутации на диаграмме фазных напряжений сети. Вторая импульсная последовательность Si,1, Si,2 состоит из импульсов длительностью π/6, делящих импульсы первой последовательности пополам. В целях однозначности закона распределения передний фронт импульса S6,2 формируют таким образом, чтобы он совпадал с моментом перехода сетевого напряжения фазы А через ноль. Полагается также, что совпадение в блоке 7 импульсов xk и si должно приводить к подключению выходной цепи АВ к наибольшему линейному напряжению сети. В свою очередь, совпадение импульсов и Si,1, Si,2 должно подключать эту цепь к напряжениям с опережающим или отстающим относительно указанного напряжения фазовым сдвигом ±π/3 соответственно. Данный алгоритм представлен выше в виде логического уравнения в матричной форме записи Его реализация обеспечивает чередующееся высокочастотное подключение выходной цепи выпрямителя к двум указанным выше линейным напряжениям сети. Изменение длительности этих подключений обеспечивает плавное регулирование средневыпрямленного напряжения в пределах 0.7-0.95 по отношению к амплитуде сетевого напряжения. Расширение диапазона регулирования возможно за счет изменения порядка формирования синхронизирующих импульсов в блоке 5.

Из диаграмм на фиг.2 видно, что в течение периода сети представленный алгоритм способен изменять суммарную проводимость каждого транзисторного ключа в схеме АВ в пределах λ=0-π. Отметим, что большинство известных решений обеспечивает изменение этой проводимости в пределах λ=0-2π/3. Данное отличие является сутью второго предложения, направленного на улучшение формы кривых сетевого тока в 3-фазной мостовой схеме выпрямления. Известно, что работа ключей в обычной схеме выпрямления на диодах или однооперационных тиристорах происходит с постоянной длительностью проводящего состояния каждого вентиля λ=2π/3. Это приводит к появлению в сетевом токе 3-фазного моста нулевых пауз длительностью π/3. Наличие указанных пауз отрицательно влияет на гармонический состав этого тока при величинах коэффициента искажения Ки<0.95. В отличие от известного предлагаемое техническое решение переводит систему управления активным выпрямителем в режим λ=0-π. Практически данный перевод осуществляется с помощью представленного выше логического уравнения за счет соответствующего выбора длительности и фазового расположения синхронизирующих импульсов относительно сетевого напряжения. Из представленных на фиг.2, 3 кривых видно, что распределение отпирающих импульсов с помощью данного уравнения позволяет устранить паузу в кривой сетевого тока выпрямителя, а также сохранить его симметричность и непрерывность в течение всего периода сети. Происходящий процесс высокочастотных переключений придает этому току желаемую квазисинусоидальную форму. Видно, что при надлежащем увеличении тактовой частоты модуляции форма 3-фазных токов iA, iB, iC в указанной схеме может быть приближена к форме сетевых напряжений с любой заданной величиной коэффициента искажения. В свою очередь, изменением фазы синхронизирующих импульсов относительно сетевого напряжения -π<φ<π можно установить любое желаемое значение коэффициента сдвига сетевого тока (cosφ) и тем самым превратить двухзвенный преобразователь частоты не только в потребитель активной мощности, но также в потребитель (при φ>0) или генератор (при φ<0) реактивной мощности. В качестве примера диаграммы на фиг.2, 3 иллюстрируют работу ДПЧ в компенсированном режиме при cosφ=1.

Способ управления двухзвенным преобразователем частоты с инвертором напряжения и активным выпрямителем на сетевом входе, выполненным по 3-фазной мостовой схеме выпрямления на 6-ти транзисторных ключах с двухсторонней проводимостью тока, предусматривающий выполнение функций активного формирования сетевого тока симметричной квазисинусоидальной формы с заданной величиной фазового сдвига относительно сетевого напряжения, которую осуществляют на каждом i-м периоде повторяемости длительностью π/3 высокочастотным чередующимся подключением выходной цепи выпрямителя к двум коммутирующим линейным напряжениям сети, из которых первое Ui=1, 2, … 6 имеет наибольшее по сравнению с другими напряжение, а второе представлено ближайшими по величине и фазе напряжениями, одно из которых Ui,1 с опережающим фазовым сдвигом используется в течение первого полупериода, а другое Ui,2 с отстающим фазовым сдвигом - в течение второго полупериода, причем обе указанные функции активного выпрямителя осуществляют изменением длительности управляющих импульсов в виде парафазной широтно-модулированной последовательности логических сигналов хk, , получаемых в моменты равенства управляющего и периодически изменяющегося опорного напряжений, после чего эти сигналы в виде отпирающих импульсов uk распределяют по управляющим входам k=1, 2, … 6 транзисторных ключей с помощью импульсного распределителя, отличающийся тем, что опорный сигнал получают непрерывным интегрированием междуфазного напряжения коммутирующих фаз сети с изменением знака этого напряжения при каждом достижении опорным сигналом порогового уровня, а формирование и распределение отпирающих импульсов uk для транзисторных ключей активного выпрямителя осуществляют с помощью двухвходового импульсного умножителя, на первые входы которого подают широтно-модулированные управляющие сигналы xk, , а на вторые входы подают синхронизирующие импульсы si, si,1, si,2, совпадающие по времени с интервалами подключения выходной цепи активного выпрямителя к указанным выше напряжениям сети Ui, Ui,1, Ui,2, соответственно, согласно логическому уравнению в раскрытом виде и матричной форме записи



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к преобразователям частоты, в частности к умножителям трансформаторного типа, и может быть использовано в качестве источника питания потребителей тока 400 Гц.

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в частотнорегулируемом электроприводе. .

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в частотно-регулируемом электроприводе. .

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в системах генерирования электрической энергии или системах гарантированного электропитания, в которых статические стабилизированные источники электрической энергии включаются параллельно на общую нагрузку.

Изобретение относится к области электротехники. .

Изобретение относится к преобразователям частоты, в частности к умножителям трансформаторного типа, и может быть использовано в качестве источника питания потребителей тока от 50 до 400 Гц.

Изобретение относится к электротехнологии и может быть использовано при проектировании систем управления с вентильными преобразователями частоты для индукционных нагревателей.

Изобретение относится к преобразователям частоты, в частности к умножителям трансформаторного типа, и может быть использовано в качестве источника питания потребителей тока 100 и 200 Гц.

Изобретение относится к области силовой преобразовательной техники и может быть использовано для регулирования частоты и величины напряжения питания асинхронных электрических двигателей.

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано, например, в инверторах частоты для управления трехфазными двигателями

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано во вращающихся электрических машинах

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в системах частотно-токового электропривода в качестве управляемого источника тока, обладающего свойством задавать фазу тока статорных обмоток двигателя изменением угла управления вентилями

Изобретение относится к области электротехники, к управлению преобразователем, связанным, по меньшей мере, с одним из источников бесперебойного питания. Техническим результатом является устранение искажений из сигнала управления, улучшение работы преобразователя, снижение гармонических искажений и субгармонических колебаний из сигнала управления. В преобразователе частоты и стабилизации напряжения источника бесперебойного питания (ИБП) контролируют и управляют входным сигналом в преобразователе в одном или более из ИБП. Искажение, обусловленное, по меньшей мере, частично напряжением пульсации, может быть удалено из сигнала управления, который управляет входным током в преобразователь. Системы и способы, описанные в материалах настоящей заявки, обеспечивают простой эффективный способ для снижения или устранения одного или более из субгармонического колебания и суммарного гармонического искажения из входного тока преобразователя во время синхронного и асинхронного режимов работы. Преобразователь может включать в себя один или более из выпрямителя и инвертора. 4 н. и 29 з.п. ф-лы, 9 ил.

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано для преобразования переменного напряжения или тока в переменное напряжение или ток без промежуточного пеобразования в постоянное напряжение или ток. Техническим результатом является обеспечение произвольного и непрерывного регулирования прохождения тока от входного фазного вывода к выходным фазным выводам прямого преобразователя. Прямой преобразователь (1) снабжен n входными фазными выводами (U1, V1, W1) и p выходными фазными выводами (U2, V2, W2), где n≥2 и p≥2, n·p двухполюсными коммутационными элементами (2) для переключения, по меньшей мере, одного положительного и, по меньшей мере, одного отрицательного напряжения между полюсами. Каждый выходной фазный вывод (U2, V2, W2) последовательно соединен с каждым входным фазным выводом (U1, V1, W1) через один коммутационный элемент (2). Для обеспечения произвольного и непрерывного регулирования прохождения тока от входного фазного вывода к выходному фазному выводу прямого преобразователя и для обмена электрической энергией между двухполюсными коммутационными элементами в каждое последовательное соединение включена по меньшей мере одна индуктивность (3). 2 н. и 18 з.п. ф-лы, 16 ил.

Изобретение относится к области электротехники и представляет собой устройство защиты матричного каскадного преобразователя частоты (МКПЧ) непосредственного типа с высокочастотной широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), каждый каскад которого построен по мостовой 3-фазной схеме, в каждом плече которого используются полностью управляемые ключи IGBT-модулей с двухсторонней проводимостью. Предложенное устройство по сравнению с прототипом характеризуется более гибким процессом реализации защиты, обеспечивая при этом технический результат - существенное повышение работоспособности МКПЧ при возникновении аварийной ситуации. Устройство защиты при возникновении аварийной ситуации в одном из каскадов обеспечивает постоянное включение его плеч на управляемых ключах IGBT-модулей, тем самым шунтируя его, а также отключение аварийного каскада от источника питания. Причем остальные каскады продолжают функционировать в прежнем режиме, сохраняя работоспособность МКПЧ в целом. Предложенное устройство защиты разработано и изготовлено в виде отдельной конструкции с двумя блоками защиты для установки в опытном образце матричного каскадного преобразователя частоты, предназначенного для питания гребного электродвигателя переменного тока высокого напряжения. 3 ил.

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в преобразователях входного тока или входного напряжения. Технический результат - уменьшение нежелательных циркулирующих токов. В способе работы преобразовательная схема содержит n входных фазовых выводов (U1, V1, W1) и р выходных фазовых выводов (U2, V2, W2), где n≥2 и р≥2, (n-р) двухполюсных коммутационных ячеек (2) для коммутации, по меньшей мере, одного положительного и, по меньшей мере, одного отрицательного напряжений между полюсами. Каждый выходной фазовый вывод (U2, V2, W2) последовательно соединен с каждым входным фазовым выводом (U1, V1, W1) соответственно через коммутационную ячейку (2). Каждая коммутационная ячейка (2) содержит управляемые двунаправленные силовые полупроводниковые ключи с управляемым односторонним направлением прохождения тока и емкостной накопитель энергии; силовые полупроводниковые ключи коммутационных ячеек (2) управляются с помощью управляющего сигнала (S1). К каждому последовательному соединению подключена, по меньшей мере, одна индуктивность (6). Коммутационная ячейка (2) образует вместе с индуктивностью (6) фазовый модуль (1). Для каждого фазового модуля (1) формируется управляющий сигнал (S1) на основе опорного сигнала (Vref.U1) в отношении напряжения (U1) через фазовый модуль (1) и сигнала (VL) напряжения на индуктивности (6). Сигнал (VL) напряжения на индуктивности (6) формируется на основе промежуточного задаваемого значения (ΔiU1) тока (iU1) через фазовый модуль (1). 3 н. и 8 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в инверторе для предоставления масштабируемого по частоте выходного сигнала инвертора, в особенности с высокой выходной мощностью. Технический результат - создание инвертора с низкими затратами для высоких напряжений или высоких мощностей. Инвертор содержит схему управления (12) для управления частотой выходного сигнала инвертора согласно задаваемому значению. Схема управления (12) в соответствии с изобретением выполнена таким образом, чтобы для генерации сигнала со значением частоты, заданным для выходного сигнала инвертора, вызывать смещение по времени сигналов и наложение сигналов для получения сигнала со значением частоты, заданным для выходного сигнала инвертора. 8 з.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в системах электропривода с пониженной частотой вращения, а также в установках депарафинизации нефтяных скважин. Техническим результатом является увеличение надежности за счет отсутствия разрыва тока в силовой цепи, повышение качества выходного напряжения и повышение электромагнитной совместимости устройства с питающей сетью. В преобразователе частоты используется способ управления многофазным реверсивным мостом, подключенным к вторичной круговой обмотке трансформатора с вращающимся магнитным полем, где система импульсно-фазового управления обеспечивает нарастающую задержку сигналов управления ключами, коммутирующими отводы круговой обмотки, относительно фазы питающей сети. Коммутация производится между парами отводов, в момент равенства их ЭДС, что в результате обеспечивает понижение частоты основной гармоники выходного напряжения и отсутствие разрыва кривой тока при коммутации отводов круговой обмотки. 3 ил.

Изобретение относится к матричному инвертору (MU), который соединен с первой и второй многофазной сетью (N1, N2) переменного напряжения. С первой сетью (N1) переменного напряжения соединены соответственно первые индуктивные схемные элементы (Su1, Sv1, Sw1), и со второй сетью (N2) переменного напряжения соответственно соединены вторые индуктивные схемные элементы (Su2, Sv2, Sw2). Переключательная матрица (MA) соединяет противоположные первой сети (N1) переменного напряжения концы (Eu1, Ev1, Ew1) первых индуктивных элементов (Su1, Sv1, Sw1) с противоположными второй сети (N2) переменного напряжения концами (Eu2, Ev2, Ew2) вторых индуктивных схемных элементов (Su2, Sv2, Sw2), причем переключательная матрица (MA) состоит из управляемых инверторных блоков (Uu1, Uv1, Uw1; Uu2, Uv2, Uw2). С управляющими входами управляемых инверторных блоков (Uu1, Uv1, Uw1; Uu2, Uv2, Uw2) соединено устройство (R) регулирования, причем устройство (R) регулирования нагружается измеренными величинами тока и напряжения первой и второй сети (N1, N2) переменного напряжения. Чтобы иметь возможность изготавливать такой матричный инвертор (MU) экономичным образом, в матричном инверторе (MU) между концами (Eu1, Ev1, Ew1) первых индуктивных схемных элементов (Su1, Sv1, Sw1), противоположными первой сети (N1) переменного напряжения, и потенциалом (M) земли размещен первый инверторный блок (Uu1, Uv1, Uw1), выполненный как управляемый источник переменного напряжения, и между концами (Eu1, Ev1, Ew1) первых индуктивных схемных элементов (Su1, Sv1, Sw1), противоположными первой сети (N1) переменного напряжения, и концами (Eu2, Ev2, Ew2) вторых индуктивных схемных элементов (Su2, Sv2, Sw2), противоположными второй сети (N2) переменного напряжения, включен второй инверторный блок (Uu2, Uv2, Uw2), выполненный как управляемый источник переменного напряжения; инверторные блоки (Uu1, Uv1, Uw1; Uu2, Uv2, Uw2) посредством устройства (R) регулирования управляются таким образом, что электрическая мощность, подаваемая на матричный инвертор (MU), равна электрической мощности, отводимой из матричного инвертора (MU). Изобретение также относится к способу формирования переменного напряжения посредством матричного инвертора (MU). Технический результат - обеспечение возможности соединения двух сетей с разными параметрами. 2 н. и 10 з.п. ф-лы, 2 ил.
Наверх