Способ имитации двухчастотных радиосигналов



Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов
Способ имитации двухчастотных радиосигналов

 


Владельцы патента RU 2485541:

Млечин Виктор Владимирович (RU)

Способ имитации радиосигналов предназначен для тестирования следящих систем импульсных радиолокационных станций (РЛС). Сущность заявленного способа заключается в том, что весь цикл имитации делят на два временных интервала. В течение первого интервала производят увод по дальности принятых от РЛС импульсов, во время второго интервала формируют две импульсные последовательности, сдвинутые по времени и разнесенные по частоте, сдвиг по времени делают медленно меняющимся, например, по гармоническому закону, при этом гармоники для обеих последовательностей имеют одну и ту же частоту, но сдвинуты по фазе. Разнос по частоте выполняют в два этапа: сначала производят смещение на величину , где ωпр - первая промежуточная частота усилителя РЛС, а затем обе импульсные последовательности - на величину δ, превышающую полосу пропускания указанного усилителя. Для устранения устойчивых нулей пеленгационной характеристики РЛС периодически меняют фазу несущей одной из последовательностей относительно другой на 180 градусов, при этом одновременно меняют фазу медленно меняющейся модулирующей функции. Достигаемый технический результат - повышение имитационной способности двухчастотного радиосигнала. 3 з.п. ф-лы, 7 ил.

 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолокации.

Известен способ имитации радиосигналов, основанный на использовании пассивных (уголковых и линзовых отражателей) и активных средств формирования вторичного радиоизлучения (радиоретрансляторов) (В.О.Кобак. Радиолокационные отражатели. М.: Соврадио, 1975 [1]). Такие средства предназначены для индикации наличия сигнала, но не приспособлены для контроля качества работы следящих систем радиолокационных станций (РЛС).

Известен способ имитации радиосигналов, основанный на генерации и излучении серии ответных импульсов, перекрывающих заданный интервал дальности вслед за носителем (Теоретические основы радиолокации. Под ред. В.Е.Дулевича, с.444, М.: Соврадио, 1978 [2]). При вариации задержки между импульсами такой многократный ответный сигнал способен имитировать движущиеся ложные цели и может затруднить распознавание истинной цели в режиме обзора радиолокационной обстановки. Однако имитирующие сигналы этого типа не несут ложной угловой информации и поэтому не могут использоваться для контроля качества работы следящих систем угломерного координатора РЛС.

Наиболее близким к предлагаемому техническому решению является способ имитации, основанный на формировании и излучении двухчастотного радиосигнала (А.И.Леонов, К.И.Фомичев. Моноимпульсная радиолокация. М.: Радио и связь, 1984 [3]). Преимуществом такого способа имитации является возможность внесения ложной угловой информации при простейшем одноточечном излучении сигнала с борта носителя. Если разнос по частоте между составляющими сигнала равен первой промежуточной частоте приемника РЛС, то при определенных условиях пеленгационная характеристика угломерного координатора РЛС искажается, сопровождение цели нарушается, следящая система дрейфует вплоть до срыва слежения. Обозначим эти условия. Во-первых, наличие режима прямого детектирования во входных элементах приемника РЛС во-вторых, наличие квадратической вольтамперной характеристики детекторов в-третьих, отсутствие побочных сигналов, например, отраженного сигнала в-четвертых, отсутствие гетеродинирования какой-либо из составляющих двухчастотного сигнала. При выполнении этих условий пеленгационная характеристика (ПХ) приобретает четную зависимость от угла рассогласования, при этом исчезают устойчивые нули ПХ. Однако реализовать эти условия, заложенные в основу известного способа, не удается. В самом деле, как показали экспериментальные исследования, детекторная характеристика СВЧ диодов содержит как четные (включая квадратичный) члены, так и нечетные (включая линейный) члены. Присутствие нечетных составляюших в сигнале нарушает четный характер ПХ, приводит к появлению устойчивых нулей, которые захватываются следящей системой и сохраняют сопровождение. Примерно такое же воздействие оказывает и отраженный сигнал. В области малых и средних дальностей до носителя, где влияние отраженного сигнала на входе РЛС особенно велико, сохраняются в ПХ устойчивые нули. Кроме того, возможно и гетеродинирование, так как вторая гармоника одной из составляющих двухчастотного сигнала после преобразования частоты попадает в полосу приемника РЛС. Все указанные явления разрушают полезный эффект, что снижает имитационную способность известного способа.

Технический результат предлагаемого решения состоит в повышении имитационной способности двухчастотного радиосигнала, что выражается в увеличении вероятности срыва слежения угломерного координатора РЛС.

Этот результат достигается тем, что меняют задержку принятых радиоимпульсов в сторону увеличения ("увод вперед ") до значения, соответствующего выбранной ложной дальности, формируют из задержанных колебаний путем балансной модуляции первую и вторую компоненты двухчастотного сигнала, отстоящие по частоте от принятых колебаний на величину , меняют фазу обеих компонент с постоянной скоростью, превышающей полосу пропускания усилителя первой промежуточной частоты РЛС, генерируют колебание типа меандр с частотой, большей полосы следящего измерителя дальности РЛС, меняют фазу одной из сформированных компонент относительно другой скачком от нуля до 180 градусов с частотой образованного меандра, одновременно с формированием компонент двухчастотного сигнала модулируют задержку на ложной дальности, например, по гармоническому закону, а разность фаз промодулированной задержки при переходе от четных к нечетным полупериодам меандра и обратно поддерживают постоянной.

При этом запоминают частоту принятых от РЛС радиоимпульсов путем их рециркуляции на заданное число оборотов, образуют запомненные пачки сигналов, детектируют принятые радиоимпульсы, задерживают продетектированные импульсы, меняют время задержки в соответствии с требуемым законом, а задержанными видеоимпульсами стробируют запомненные пачки радиосигналов.

Кроме того, фильтруют и детектируют принятый контрольный сигнал, выделяют из продетектированного напряжения опорный сигнал с частотой , генерируют непрерывное колебание, синхронизуют полученное колебание по частоте выделенным опорным сигналом, сдвигают по фазе, используют при балансной модуляции сдвинутые по фазе синхронизированные колебания в качестве модулирующих напряжений.

Для понимания существа поставленной задачи рассмотрим два идеализированных случая. Пусть на вход РЛС поступает лишь один полезный сигнал от цели, причем мощность этого сигнала существенно превышает внутренний шум приемника РЛС. В этом случае зависимость выходного напряжения угломерного координатора от угла рассогласования при размыкании обратной связи (то есть пеленгационная характеристика) имеет вблизи нуля нечетный характер. При включении следящей системы равносигнальное направление строго соответствует устойчивому нулю ПХ. Рассмотрим второй случай. Отключим СВЧ гетеродин, и будем излучать с той же цели в диапазоне РЛС два примерно равных импульсных радиосигнала, разнесенных на первую промежуточную частоту. Как в разностном, так и в суммарном каналах моноимпульсной РЛС входные смесители в этом случае будут работать в режиме прямого детектирования поступающих радиоимпульсов. Результат детектирования биений в полосе приемника зависит от мощности входных сигналов и вида вольтамперной характеристики (ВАX) СВЧ диодов, входящих в смесители. Если мощность мала, а ВАХ может уверенно апроксимироваться квадратичной функцией, ПХ близка к четной зависимости, и наоборот, когда мощность сигнала велика и достаточна для линейного детектирования, в ПХ преобладают нечетные составляющие с сохранением устойчивых нулей. Экспериментальные данные, приведенные на заре радиолокации, свидетельствуют [4], что ВАХ диодов может апроксимироваться в области положительных напряжений кривой, близкой к экспоненте, то есть содержать как нечетные, так и четные члены ряда. Отсюда следует, что при действии двухчастотного сигнала ПХ имеет в общем случае сложную форму с устойчивыми и неустойчивыми нулями.

Для приближения ПХ к форме, описываемой униполярной четной функцией, предлагается следующее: во-первых, сформировать такой сигнал, нечетные степени которого не смогли бы попасть в полосу пропускания приемника РЛС по промежуточной частоте. С другой стороны, этот же сигнал должен обеспечивать свободное прохождение через приемник РЛС четных степеней указанного сигнала, во-вторых, фазу формируемого сигнала периодически с определенной частотой менять на 180 градусов, в-третьих, задержку радиоимпульсов модулировать по закону медленно меняющейся функции, имитирующей допустимый маневр цели, например, по гармоническому закону, в-четвертых, обеспечить превалирование мощности сформированного и излучаемого сигнала над мощностью отраженного сигнала.

Напряжение на выходе СВЧ детектора, как известно [4], определяется огибающей подаваемого сигнала. Огибающая двухчастотного сигнала зависит от характера биений этих частот, то есть от соотношения амплитуд порождающих колебаний, разностной частоты (ωпр) и взаимной фазировки этих колебаний. Полагая два первых параметра неизменными, будем достаточно быстро менять фазу биений от нуля до 180 градусов. Если усреднить этот процесс, придем к взаимной компенсации его составляющих. Иное положение складывается, когда задержка импульсов модулируется по медленно меняющемуся гармоническому закону, а одновременно со скачком фазы биений происходит скачок фазы низкочастотной гармоники на небольшую величину θ. Возникает "расщепление" исходной огибающей на две составляющие: при фазе биений нуль и при фазе, равной 180 градусов. Обе составляющие имеют одинаковую частоту биений, но противоположные знаки у переменных частей. Кроме того, у второй составляющей появляется дополнительный сдвиг по фазе, равный θ. В результате на входе приемника РЛС происходит компенсация нечетных частот ωпр·3ωпр·5ωпр и т.д., но сохраняются частоты 2ωпр·4ωпр·6ωпр и т.д., которые, однако, в полосу приемника не попадают, так как последний настроен на частоту ωпр. В отличие от этого, у квадрата огибающей (а также у четных ее степеней) сохраняются члены с частотой ωпр, которые проходят на выход приемника РЛС. При этом устойчивые нули исчезают, появляется полуустойчивый нуль, крутизна характеристики в котором падает до минимума, возникает дрейф следящей системы с последующим срывом слежения. Для восстановления слежения необходимо отключить указанную обработку сигнала, а затем после захвата срыв слежения по условиям испытаний может повториться.

Двухчастотный сигнал формируется путем двухполосной балансной модуляции импульсных радиоколебаний. Полученные в результате модуляции компоненты сигнала смещены по частоте относительно частоты входных колебаний на величину . Для обеспечения режима прямого детектирования двухчастотного сигнала в приемнике РЛС необходимо устранить опасность гетеродинного преобразования одной из компонент этого сигнала, что могло бы привести к дополнительному самоподсвету цели. Такая опасность реально существует, ибо вторая гармоника разностного сигнала при преобразовании частоты оказывается в полосе пропускания приемника РЛС. По этой причине предусматривается сдвиг частоты обеих компонент сигнала на величину, превышающую полосу пропускания приемника, но с сохранением разноса частот между компонентами. Делается это путем фазовой модуляции обеих компонент с постояннной скоростью δ изменения фазы.

Минимальная величина δ должна превосходить полосу пропускания усилителя РЛС по первой промежуточной частоте Δω. При этом по крайней мере первая и вторая гармоники разностной частоты при гетеродинировании образуемого сигнала не попадают в створ приемника РЛС. Однако с помощью простейших выкладок можно показать, что имеются зоны допустимых значений δ, и эти зоны определяются следующим неравенством

При малых значениях δ (но превышающих Δω) удобно использовать пилообразную фазовую модуляцию с частотой пил δ (при размахе модуляционной характеристики 2π) или с частотой δ/2 (при размахе 4π) и.т.д. В случае повышенных (но допустимых) значений δ применяется двухканальная, но однополосная балансная модуляция.

Для нейтрализации действия отраженного сигнала необходимо обеспечить условия его вывода из строба дальности селектора РЛС и замещения формируемым сигналом большей мощности. Для этого предусматривается плавное или плавно-ступенчатое (при цифровом исполнении) изменение задержки формируемых импульсов, например, по параболическому закону ("увод вперед") от минимального значения (определяемого остаточным запаздыванием при ретрансляции - до одной десятой мксек) до максимума, зависящего от выбранной ложной дальности (например, 1 км). Если испытанию подвергается лишь следящая система углового координатора, средства защиты от увода по дальности (при их наличии) отключаются, а ускорение строба дальности в процессе увода не превышает величины, допустимой при маневре цели. В случае комплексных испытаний по углу и дальности наряду с уводом может включаться шумовое прикрытие отраженного сигнала, препятствующее нормальному функционированию средств защиты дальномера.

Ложная дальность, на которую перенацеливается селектор и следящий измеритель дальности, превышает интервал, охватываемый стробом, но находится в пределах зоны возможного маневра цели. При этом задержка импульсов модулируется по закону медленно меняющейся функции. При выборе гармонической функции важное значение приобретает ее фазировка. Так как фаза модулирующей функции меняется каждые полпериода меандра на постоянную величину θ, а частота меандра превышает полосу следящей системы по дальности, эта система оказывается под воздействием двух сдвинутых импульсных последовательностей, разность задержки которых может быть описана как разность гармонических функций, смещенных по фазе. Теория при этом говорит, что разность двух гармоник одной и той же частоты с одинаковыми амплитудами и сдвинутыми на небольшой угол θ, представляет собой колебание той же частоты, ортогональное исходным колебаниям. Именно такого вида разностная импульсная последовательность после отработки и сглаживания поступает на входы азимутального и угломестного каналов РЛС.

Для формирования задержанных радиоимпульсов, сдвинутых по времени сначала по закону увода, а затем в окрестности выбранной задержки (ложной дальности) по закону гармонической функции, используется рециркуляция принятых от РЛС радиоимпульсов. Число оборотов радиоимпульсов в кольце рециркуляции или (что эквивалентно) время запоминания несущей частоты определяется шириной (длительностью) видеоимпульсов, замыкающих кольцо циркуляции. В свою очередь, длительность этих импульсов прямо зависит от выбранного интервала ложных дальностей. Чтобы получить из запомненной пачки радиоколебаний узкие, задержанные по заданному закону радиоимульсы, следует создать на видеочастоте последовательность импульсов, сдвинутых по времени по тому же закону и стробирующих запомненные радиоколебания в тракте СВЧ.

Информация о промежуточной частоте приемника РЛС может закладываться заранее, при подготовке носителя. Однако, более целесообразно направлять ее по радиоканалу вместе с контрольным сигналом в специально выделенном поддиапазоне частот. Вообще контрольный сигнал используется для проверки работоспособности бортовой аппаратуры, но в данном случае он может дополнительно модулироваться сигналом частоты . На борту носителя контрольный сигнал фильтруется в заданном поддиапазоне, детектируется, а затем выделенным в результате детектирования колебанием частоты синхронизируется опорное напряжение, которое в соответствующей фазе подается для балансной модуляции формируемого сигнала.

Рассмотрим вопрос с математической точки зрения. Пусть радиоимпульс с частотой заполнения ω описывается функцией

u(t)=Vmcos(ωt-φ); t0≤t≤t0+tu,

где tu - длительность импульса. Тот же импульс, задержка которого меняется по закону τ3(t), имеет вид

u(t)=Vmcos{ω(t-τ3(t))-φ}

После двухполосной балансной модуляции и сдвига по частоте на величину δ получим двухчастотный сигнал

Обе компоненты сигнала отстоят друг от друга по частоте на величину ωпр⊰⊰ω, вследствие чего двухчастотный сигнал может быть представлен в виде

u1(t)=Em(t)cos{(ω+δ)[t-τ3(t)]-ψ(t)},

где

Δφ=φ12

Для огибающей Em(t) удобнее пользоваться другим выражением

где

При Vm1≠Vm2 коэффициент β<1.

Рассмотрим, как влияет фазовая меандровая модуляция на огибающую двучастотного сигнала. Полагая амплитудные соотношения неизменными (β=const) и учитывая, что одновременно со скачком фазы несущей на 180° происходит сдвиг модулирующей функции задержки на угол θ, получим выражение для огибающей в виде суммы двух составляющих

Вводя обобщенную фазу

γ(t)=ωпр[t-τ3(t)]-Δφ,

найдем

.

Мы привели сформированный двухчастотный сигнал к моночастотному виду, но с переменными огибающей и фазой

u1(t)=Em1(t)cos[(ω+δ)t+ψ1(t)],

где ψ1(t) - переменная фаза.

Рассмотрим теперь, как этот сигнал проходит через входные узлы приемника РЛС. На выходе антенн разностного и суммарного каналов РЛС имеем

uΔ(t)=Em1(t)FΔ(ν)cos[(ω+δ)t+ψ2(t)]=Em1(t)FΔ(ν)cosΦ(t)

uΣ(t)=Em1(t)FΣ(ν)cos[(ω+δ)t+ψ2(t)]=Em1(t)FΣ(ν)cosΦ(t)

где FΔ, FΣ - диаграммы направленности антенн, ν - угол рассогласования, ψ2(t) отличается от фазы ψ1(t) набегом фазы волны в пространстве. Далее полученные колебания подаются на входные смесители в режиме прямого детектирования. Вольтамперную характеристику СВЧ диодов будем аппроксимировать экспонентой [4]. При этом ограничимся тремя членами ряда, что позволяет исследовать действие как четных, так и нечетных составляющих выходного тока детекторов

Из классической радиотехники известно, что при воздействии гармонического колебания на нелинейность общего вида возникает реакция как на основной частоте, так и на частотах высших гармоник. Но амплитудный детектор - особая разновидность нелинейности, ибо в идеальном случае откликается лишь на огибающую подаваемого напряжения (но не фазу), хотя и на всех указанных частотах. Поэтому ток в цепи амплитудного детектора раскладывается в ряд Фурье следующего вида

iΔ(x)=f(xΔ)=f0(EmFΔ)+f1(EmFΔ)cosΦ(t)+f2(EmFΔ)cos2Φ(t)+…

iΣ(x)=f(xΣ)=f0(EmFΣ)+f1(EmFΣ)cosΦ(t)+f2(EmFΣ)cos2Φ(t)+…

Коэффициенты ряда вычисляются с помощью соотношений

где cosnΦ=cosn[(ω+δ)t+ψ2(t)], n=1, 2…

f(x) - детекторная функция (вольтамперная характеристика).

Но высокочастотные составляющие (на частотах ω+δ, 2(ω+δ)…) не попадают в полосу приемника РЛС и фильтруются, поэтому нас интересует низкочастотный член ряда f0.

Полагая , k=1, 2, 3, имеем ; ; и т.д. (при вычислениях имеем в виду, что cosx=0, π/2≤x≤π).

Начнем со случая линейного детектирования (k=1), при котором огибающая EmF входит линейно. Но функция Em(t) состоит из суммы двух радикалов, что затрудняет определение ее спектрального состава. Поступим следующим образом. Ввиду того, что Em(t) зависит от малого параметра θ, разложим функцию I(t,θ)=Em(t,θ)/Emo в ряд Тейлора по степеням θ. Фиксируя t=t0 и полагая θ⊰⊰t0, найдем

Учитывая известные соотношения для дробных степеней двучленов (1±x)m, |х|<1, имеем

Как видим, вследствие компенсации нечетных степеней в I(t0) кроме постоянных членов входят члены с удвоенной, учетверенной и т.д. частотами (т.е члены с частотами 2ωпр, 4ωпр и т.д.), которые в полосу УПЧ не попадают.

Вычисляя производную I'(t0), убеждаемся в том, что члены с нечетными степенями β взаимно компенсируются и остаются лишь члены с четными степенями β.

Удвоенные, учетверенные и т.д. частоты, входящие в I'(t0), в полосу приемника также не проходят. Можно показать, что аналогичное положение имеет место и с производными более высоких порядков. Таким образом, все составляющие функции Em(t,θ) при линейном детектировании в тракт приемника РЛС по промежуточной частоте не попадают.

Обратимся теперь к квадратичному детектированию огибающей (k=2). Квадрат функции I(t,θ) имеет вид

Пренебрегая слагаемыми, которые не проходят в приемный тракт РЛС, получим: I2(t,θ)≈2β[cosγ(t)-cosγ(t-θ)].

Следовательно, за счет квадратичного детектирования в приемный тракт РЛС поступает сигнал в виде разности функций, сдвинутых во времени, что полностью соответствует описанной физике процессов. Естественно, что свой вклад в результирующий сигнал, хотя и сильно уменьшенный, внесут составляющие при более высоких, но четных степенях детекторной характеристики (k=4, 6…). Обозначим суммарно эти четные остаточные члены bчет.

Напряжение на входах фазовых детекторов угломерных каналов РЛС запишем в виде

Полагая γ(t)=ωnt+γ0(t), ; , найдем приближенное выражение для ПХ.

где m=1, 2…

- четный остаточный член.

Таким образом ПХ имеет четный характер и не содержит устойчивых нулей.

На фиг.1 приведена блок-схема реализации предлагаемого способа, на фиг.2 - схема блока формирования стробирующих импульсов, на фиг.3 - схема блока воспроизведения несущей частоты, на фиг.4 - эпюры импульсов задержки, на фиг.5 - спектральные характеристики сигналов (а) спектр принятого сигнала, б) спектр двухчастотного сигнала, в) основная и комбинационные полосы УПЧ, г) допустимые значения, δ д) е) варианты сдвигов частоты), на фиг.6 - эпюры гармонических сигналов с учетом меандровых колебаний, на фиг 7 - эпюры модулирующих напряжений блоков 9 и 10.

Приемная антенна 1 соединена через разветвитель 2 с блоком воспроизведения несущей частоты 3, первым детектором 4 и вторым детектором 5. Выход блока 3 через СВЧ коммутатор 6 подключен к балансному модулятору 7, а детектор 4 - к блоку формирования стробирующих импульсов 8. Выходы балансного модулятора 7 через фазовые модуляторы 9 и 10, светвитель 11 и оконечный усилитель 12 соединены с передающей антенной 13. Выход детектора 5 через фильтр-усилитель 14, блок фазовой автоподстройки частоты 15 и расщепитель фазы 16 подключен к модулирующим входам балансного модулятора 7. Генератор частоты сдвига 17 и генератор колебаний типа меандр 18 через подмодулятор 19 соединены с модулирующими входами модуляторов 9 и 10.

Таймер 20 через блок управления 21 соединен с генератором уводящей функции 22 и генератором ложной дальности 23, а через них - с формирователем импульсов задержки 24 и выходным каскадом 25. Продетектированные импульсы с выхода детектора 4 поступают на входы блоков 21 и 24, а также на вход формирователя импульсов запоминания 26.

Первый направленный ответвитель 27 через СВЧ усилитель 28 соединен со вторым направленным ответвителем 29, который первым выходом подключен к СВЧ коммутатору 30 и линии задержки 31, а второй выход ответвителя 29 является выходом блока 3.

Принимаемый антенной 1 импульсный радиосигнал поступает на разветвитель 2, расфильтровывающий и разделяющий входной сигнал на три выхода. Фильтрация осуществляется в полосе рабочих частот (первый и второй выходы) и в полосе контрольных частот (третий выход). Радиосигнал с первого выхода подается на блок воспроизведения несущей частоты 3, который представляет собой устройство с запаздывающей обратной связью. Рециркуляция принимаемых радиоимпульсов производится в кольце обратной связи с помощью линии задержки 31 и СВЧ усилителя 28, охватывающих по диапазону всю полосу рабочих частот. Дополнительно кроме направленных ответвителей 27 и 29 в кольцо включен СВЧ коммутатор 30, определяющий число циркуляции импульсов или, что эквивалентно, интервал запоминания несущей частоты. Для этого на модулирующий вход коммутатора 30 подается импульс соответствующей длительности с формирователя 26. Время задержки в линии 31 целесообразно выбрать примерно равным длительности входных радиоимпульсов, но если последняя неизвестна или меняется, ширина циркулирующих импульсов нормируется путем подачи на управляющий вход усилителя 28 формирующих сигналов (на схеме управляющий сигнал не показан). Запомненный сигнал подается к закрытому в исходном состоянии СВЧ коммутатору 6, который размыкается задержанным видеоимпульсом, сформированным на выходе блока 8. Для получения последовательности таких стробирующих импульсов используется снятый со второго выхода разветвителя 2 радиосигнал, продетектированный импульсным детектором 4.

В качестве линии задержки в кольце рециркулятора могут быть использованы линии различных типов: все они имеют свои преимущества и недостатки, что требует компромиссного подхода. Так, волноводные линии имеют относительно малые погонные потери, но громоздки в конструкции. Твердотельные линии на базе кристаллов граната иттрия малогабаритны, но имеют большие потери, ультразвуковые линии за счет двойного преобразования частоты требуют серьезного усложнения схемы при работе в широком диапазоне несущих частот. Все перечисленные типы линий получили широкое практическое применение.

Основой функционирования блока формирования стробимпульсов 8 является выработка следующих друг за другом временных интервалов t1 и t2, в течение которых производится увод по дальности (t1) и модуляция задержки по закону ложной дальности (t2). Задающим время источником служит таймер 20 с генератором тактовых импульсов. По задаваемым на таймер кодам и внешней команде начала работы в таймере наряду с тактовыми импульсами и импульсами синхронизации процессов формируются импульсы начала и конца интервалов t1 и t2, которые (импульсы) поступают в блок управления 21. В этом блоке из полученных импульсов вырабатываются интервальные напряжения, обеспечивающие создание управляющих сигналов сначала в генераторе 22, а затем - в генераторе 23. Начало и конец импульсов, интервальных напряжений совпадает по времени с ближайшими принятыми от РЛС импульсами, причем конец интервала t1 совпадает с началом интервала t2. Генераторы 22 и 23, а также формирователь 24 могут строиться как по аналоговой, так и цифровой схемам.

В первом случае для формирования параболического закона увода (блок 22) можно использовать электронный интегратор на операционных усилителях [5], а для создания низкочастотной гармонической функции (блок 23) - синхронизируемый RC генератор. В блоке 24 при небольших перекрытиях могут применяться ждущие мультивибраторы с электронной перестройкой длительности импульсов [5]. В таких схемах запуск производится принимаемыми от РЛС продетектированными импульсами, а регулировка длительности импульсов - с помощью напряжения, подаваемого на транзистор управления [5].

Для случая цифрового исполнения в блоках 22 и 23 производится преобразование напряжения в виде уводящей и гармонической функций в параллельный код. Для этого обычно выполняются операции деления тактовой частоты, запуск поделенными импульсами схемы линейно-нарастающего напряжения, сравнения с напряжением заданной функции, сброс «пилы» в момент равенства и кодирование соответствующего временного подинтервала [5].

Полученный код в данном подинтервале записывается в компараторе (блок 24). С приходом очередного импульса от РЛС (выход детектора 4) и при подаче тактового сигнала срабатывает входной триггер блока 24, который (триггер) запускает счетчик. Код на выходе счетчика сравнивается в компараторе с записанным кодом, и при равенстве кодов счетчик сбрасывается. В последующих подинтервалах код меняется в соответствии с изменениями функций в блоках 22 и 23. Далее коды дешифруются и преобразуются в задержанные импульсы.

Балансный модулятор 7 работает в режиме двухполосной модуляции, когда боковые отстоят от несущей на величину, равную . Модулятор состоит из двух симметричных плечей, причем СВЧ колебания поступают на них в фазе, а модулирующие напряжения - со сдвигом фаз 90°. Промодулированные колебания с помощью направленных ответвителей передаются на два выхода, при этом на один из выходов непосредственно, а на другой - со сдвигом 90°, вследствие чего удается отделить боковые друг от друга на выходах модулятора. Балансные модуляторы этого типа описаны в литературе и строятся в последние годы на базе применения гибридных кольцевых мостов с диодами в печатном исполнении [6]. В таких модуляторах обеспечивается подавление несущей в октавной полосе частот более 25 дб. Данные о промежуточной частоте передаются из РЛС на носитель путем модуляции контрольного сигнала напряжением частоты ωпр/2. Сам сигнал поступает по радиолинии в поддиапазоне контрольных частот и выделяется фильтром разветвителя 2 на третьем его выходе. После детектирования и усиления колебание частоты ωпр/2 подается на сигнальный вход системы фазовой автоподстройки частоты 15, где производится синхронизация перестраиваемого гетеродина под эту частоту. Из разделенных по фазе на 90° полученных составляющих формируется модулирующий сигнал, поступающий с блока 16 в блок 7.

Итак, компоненты двухчастотного сигнала, снятые с выходов блока 7, должны быть сдвинуты по частоте на одну и ту же величину δ и подвергнуты модуляции по фазе от нуля до 180°. Производятся обе операции в фазовых модуляторах 9 и 10. Для этого используется генератор пилообразного напряжения частоты δ 17 и генератор меандрового колебания 18. Пилообразные колебания усиливаются и нормируются в подмодуляторе 19 до напряжения, соответствующего размаху фазы 2π, а меандровые колебания - до напряжения, соответствующего фазам 0,π. Пилообразные колебания накладываются на меандр и подаются далее на модулирующий вход, например, блока 9, при этом на модулирующий вход блока 10 подаются только пилообразные колебания.

Источники информации

1. В.О.Кобак. Радиолокационные отражатели. М.: Соврадио, 1975.

2. Теоретические основы радиолокации. Под ред В.Е.Дулевича. М.: Соврадио, 1978.

3. А.И.Леонов, К.И.Фомичев. Моноимпульсная радиолокация. М.: Радио и связь, 1984.

4. В.И.Бунимович. Флюктуационные процессы в радиоприемных устройствах. М.: Соврадио, 1951.

5. Ю.Н.Ерофеев. Импульсная техника. М.: Высшая школа, 1984.

6. Е.М.Воробьевский и др. Широкополосные балансные модуляторы СВЧ. Электронная техника, серия 1, вып.9, 1984.

1. Способ имитации радиосигналов для тестирования следящих систем импульсных радиолокационных станций (РЛС), основанный на приеме на движущейся мишени колебаний облучающей РЛС, а также сигнала для контроля бортовых приборов, излучении в направлении той же РЛС двух радиосигналов, разнесенных по частоте на величину, равную первой промежуточной частоте ωпр РЛС, отличающийся тем, что меняют задержку принятых радиоимпульсов в сторону увеличения ("увод вперед") до значения, соответствующего выбранной ложной дальности, формируют из задержанных колебаний путем балансной модуляции первую и вторую компоненты двухчастотного сигнала, отстоящие по частоте от принятых колебаний на величину , меняют фазу обеих компонент с постоянной скоростью, превышающей полосу пропускания усилителя первой промежуточной частоты РЛС, генерируют напряжение типа меандр с частотой, большей полосы следящего измерителя дальности РЛС, меняют фазу одной из сформированных компонент относительно другой скачком от нуля до 180° с частотой образованного меандра, одновременно с формированием компонент двухчастотного сигнала модулируют задержку на ложной дальности, например, по гармоническому закону, а разность фаз промодулированной задержки при переходе от четных к нечетным полупериодам меандра и обратно поддерживают постоянной.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что запоминают частоту принятых от РЛС радиоимпульсов путем их рециркуляции на заданное число оборотов, образуют запомненные пачки сигналов, детектируют принятые радиоимпульсы, задерживают продетектированные импульсы, меняют время задержки в соответствии с требуемым законом, а задержанными видеоимпульсами стробируют запомненные пачки радиосигналов.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что предварительно модулируют контрольный сигнал по амплитуде или фазе напряжением частоты, равной половине первой промежуточной частоты РЛС.

4. Способ по п.1, отличающийся тем, что фильтруют и детектируют принятый контрольный сигнал, выделяют из продетектированного напряжения опорный сигнал с частотой , генерируют непрерывное колебание, синхронизируют полученное колебание выделенным опорным сигналом, сдвигают по фазе, используют при балансной модуляции сдвинутые по фазе синхронизированные колебания в качестве модулирующих напряжений.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к радиолокационным измерениям и может быть использовано на открытых радиоизмерительных полигонах. .

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано при калибровке радиолокационных станций (РЛС) по величине эффективной поверхности рассеяния (ЭПР).

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в генераторах сигналов сложной формы, а также в моделирующих комплексах, предназначенных для испытаний и исследований радиотехнических систем.

Изобретение относится к антенной технике и предназначено для калибровки активных фазированных антенных решеток. .

Изобретение относится к радиолокации. .

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для калибровки пеленгаторов источников радиосигналов, в частности для калибровки мобильных пеленгаторов коротковолнового (КВ) диапазона с многоэлементной антенной решеткой.

Изобретение относится к области контрольно-измерительной техники радиолокационных систем и может быть использовано для управления питанием радиолокационных головок самонаведения (РГС) при их проверках и испытаниях.

Изобретение относится к вычислительной и радиотехнике и может быть использовано при исследованиях и разработке вычислительных систем и моноимпульсных радиолокационных систем, а также для обучения и тренировки операторов вычислительных и радиолокационных станций с использованием замены реальных радиолокационных станций имитируемыми.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах загоризонтного обнаружения и определения местоположения объектов по радиоизлучениям передатчиков декаметрового диапазона волн при использовании одной приемной станции.

Изобретение относится к радиолокации, в частности к радиолокационным измерениям, и может быть использовано при создании новых радиолокационных измерительных комплексов и модернизации существующих

Изобретение относится к устройствам, предназначенным для имитации частотно-временной структуры радиолокационного сигнала, отраженного от подстилающей поверхности, от одной или нескольких целей, находящихся на фиксированном направлении, и может быть использовано для имитации ложных целей, в том числе расположенных ближе носителя, для имитации боевой работы радиолокационной системы, а также для имитации эхо-сигналов радиовысотомеров при зондировании сигналами с различными видами линейной частотной модуляции

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в контрольно-измерительной аппаратуре доплеровских радиолокационных систем с дальномерным каналом. Достигаемый технический результат - расширение функциональных возможностей за счет обеспечения как визуального, так и автоматизированного самоконтроля предлагаемого устройства. Устройство контроля дальномерного канала радиолокационных систем содержит блок СВЧ, линию связи, рупорную антенну, синтезатор доплеровских частот, устройство временной задержки, детекторную секцию, мультиплексную шину управления, переключатель, общий вывод которого соединен с импульсным входом устройства временной задержки, элемент И, выход которого соединен с нормально разомкнутым контактом переключателя, а первый вход элемента И соединен с нормально замкнутым контактом переключателя, двоичный счетчик, вход которого соединен с входом импульсов запуска передатчика и с нормально замкнутым контактом переключателя, дешифратор, группа входов которого соединена с группой выходов двоичного счетчика, фильтр нижних частот, вход которого подключен к выходу детекторной секции, и измеритель временных интервалов, вход СТОП которого подключен к выходу фильтра нижних частот, входы-выходы управления измерителя временных интервалов подключены к мультиплексной шине управления, выход дешифратора подключен ко второму входу элемента И, ко входу ПУСК измерителя временных интервалов и к выходу синхронизации. 2 ил.

Способ летной проверки наземных средств радиотехнического обеспечения полетов, заключающийся в том, что в качестве воздушного судна применяют дистанционно пилотируемый летательный аппарат (ДПЛА), измеряют координаты ДПЛА оптическим устройством и одновременно при работе упомянутых радиотехнических средств формируют бортовыми приемниками измерительные радионавигационные сигналы, которые кодируют, излучают в свободное пространство, принимают на Земле наземными устройствами, декодируют, обрабатывают совместно с сигналами с выхода оптического устройства, отображают и регистрируют результаты измерений и обработки сигналов. Описаны способ и устройства летной проверки выходных характеристик курсовых (КРМ), глиссадных (ГРМ), маркерных радиомаяков (МРМ), азимутально-дальномерных радиомаяков (АДРМ) и автоматических радиопеленгаторов (АРП). Достигаемый технический результат - расширение функциональных возможностей и снижение затрат на выполнение летных настроек и поверок КРМ, ГРМ, МРМ, АДРМ и АРП. 4 н. и 3 з.п. ф-лы, 7 ил.

Изобретение относится к способам калибровки и поверки метеорологических приборов с использованием доплеровского радиолокатора для определения скорости и направления ветра, применяемых как для нужд народного хозяйства, так и для военных целей, например, в артиллерии. Достигаемый технический результат - решение задачи калибровки и поверки доплеровского радиолокатора профилей ветра с использованием современных устройств. Указанный результат достигается тем, что с доплеровского радиолокатора профилей ветра излучают сигнал определенной частоты на устройство переизлучения сигнала, в котором производят доплеровский сдвиг частоты принятого сигнала, затем переизлучают сигнал скорректированной частоты в доплеровский радиолокатор профилей ветра и получают результат калибровки по скорости и высоте прямым измерением, при этом доплеровский радиолокатор профилей ветра и устройство переизлучения сигнала устанавливают стационарно на различных фиксированных расстояниях друг от друга, а изменение доплеровской частоты переизлучаемого сигнала производят в устройстве переизлучения сигнала по сигналу управления в промежутке между условно фиксированными положениями доплеровского радиолокатора профилей ветра. 2 ил.

Изобретение относится к способам и технике радиоэлектронного подавления технических средств нелинейной радиолокации. Достигаемый технический результат - уменьшение вероятности обнаружения объектов с нелинейными электрическими свойствами за счет внесения неопределенности в фазовые параметры радиолокационных сигналов, принимаемых нелинейной радиолокационной станцией (РЛС) с синтезированной апертурой антенны (формирования полной фазы радиолокационных сигналов на гармониках зондирующего сигнала (ЗС) Фn(t), где n - номер гармоники ЗС, как случайной величины с пределами изменения фазы от 0 до 2π). Указанный результат достигается тем, что в известном способе имитации радиолокационной цели с нелинейными электрическими свойствами, заключающемся в приеме элементами приемной антенной решетки зондирующего сигнала нелинейной РЛС с несущей частотой f0, распределении его по соответствующим приемным каналам, осуществлении в каждом из каналов преобразования его спектра и формирования сигналов на гармониках зондирующего сигнала, дополнительно устанавливают двоичный код порогового уровня сигнала радиолокационной цели с нелинейными электрическими свойствами, усиливают принятый элементами приемной антенной решетки объединенный сигнал, осуществляют преобразование его уровня в двоичный код, сравнивают двоичный код уровня принятого сигнала с двоичным кодом порогового уровня сигнала радиолокационной цели с нелинейными электрическими свойствами, при превышении сигналом порога генерируют в двоичном коде случайное число , где N - количество фазовых сдвигов, в соответствии с которым осуществляют сдвиг фазы сигнала каждого канала на величину в соответствии с условием , ΔφN=2π, затем в каждом канале спектральные составляющие, наделенные случайным сдвигом фазы Δφi, усиливают до уровня, необходимого для радиоподавления нелинейной РЛС, и осуществляют излучение элементами передающей антенной решетки сигналов гармоник зондирующего сигнала со случайной полной фазой в направлении нелинейной РЛС, при этом приемная и передающая антенные решетки представляют собой решетку Ван-Атта, а элементы приемной и передающей антенных решеток выполнены широкополосными. 2 ил.

Изобретение предназначено для калибровки радиолокационных станций (РЛС). Технический результат - повышение точности калибровки РЛС. Заявленный способ включает запуск на орбиту искусственного спутника Земли (ИСЗ) отражателя с известной величиной ЭПР, облучение его сигналами РЛС, прием и измерение амплитуды отраженных сигналов, при этом в качестве эталона ЭПР на орбиту вокруг Земли на борту миниспутника (МС) транспортируют уголковый отражатель (УО), который выполнен в виде двух плоских радиоотражающих шарнирно связанных граней, развернутых под фиксированным углом α в диапазоне от (90-Δ)° до (90+Δ)°, где Δ определяется из соотношения: 0<Δ<18λ/а, λ - длина волны калибруемой РЛС; а - размер грани УО, причем до запуска УО размещают с внешней стороны торцевой поверхности (ТП) корпуса МС, середину ребра УО располагают соосно с центром ТП, при этом грани ориентируют таким образом, чтобы биссектриса угла между гранями УО в плоскости, перпендикулярной середине ребра, была совмещена с продольной осью МС. В полете с помощью приемников типа «ГЛОНАСС» и/или GPS и бортовой вычислительной машины производят определение положения центра масс МС относительно местоположения калибруемой РЛС, определяют пространственное положение продольной оси МС относительно линии визирования РЛС, а затем системой ориентации МС осуществляют их совмещение в результате чего основной лепесток индикатрисы рассеяния УО направлен на калибруемую РЛС, а максимум основного лепестка индикатрисы рассеяния УО совпадает с линией визирования калибруемой РЛС. Далее УО задает вращение вокруг биссектрисы угла между его гранями. 10 з.п. ф-лы, 16 ил.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано при калибровке радиолокационных станций (РЛС) по величине эффективной поверхности рассеяния (ЭПР). Достигаемый технический результат - повышение точности калибровки РЛС. Указанный λрезультат достигается за счет того, что способ включает запуск ракеты-носителя (РН) с эталонным отражателем (ЭО), облучение отражателя сигналами РЛС, прием и измерение амплитуды отраженных сигналов, в качестве эталона ЭПР на высоту более 100 км транспортируют уголковый отражатель (УО), выполненный в виде двух плоских радиоотражающих граней, развернутых под фиксированным углом α в диапазоне от (90-Δ)° до (90+Δ)°, где Δ - определяется из соотношения: 0<Δ<18λ/а, λ - длина волны калибруемой РЛС, а - размер грани уголкового отражателя, причем до запуска УО размещают с внешней стороны боковой поверхности управляемой стабилизированной платформы (УСП) с системой ориентации в трех плоскостях, УСП с УО размещают на последней ступени РН. РН выводит УСП по баллистической траектории в заданную точку в зоне наблюдения калибруемой РЛС, где УСП отделяется от РН, при этом с помощью приемников навигационной системы типа «ГЛОНАСС» и/или GPS и бортового цифрового вычислительного комплекса (БЦВК) определяют положение центра масс УСП относительно местоположения калибруемой РЛС. БЦВК УСП производят расчет и определяют пространственное положение биссектрисы угла УО относительно линии визирования калибруемой РЛС. По расчетным данным БЦВК системой ориентации платформы осуществляют совмещение биссектрисы угла УО с линией визирования калибруемой РЛС. Далее осуществляют закрутку УО вокруг оси, совпадающей с биссектрисой угла между его гранями. Затем УО отделяют от УСП, при этом основной лепесток индикатрисы рассеяния УО направлен на РЛС, а его максимум совпадает с линией визирования РЛС. 8 з.п. ф-лы, 16 ил.

Изобретение относится к радиолокации, в частности к имитаторам сигнала радиолокационной станции с синтезированием апертуры (РСА), работающей по наземным и морским целям, и может быть использовано для исследования процессов обнаружения и сопровождения целей РСА на фоне протяженной поверхности. Достигаемый технический результат - повышение достоверности имитации отраженного сигнала РСА. Указанный результат достигается за счет связи РСА и имитатора сигнала через радиоканал, при которой имитатор сигнала в реальном времени принимает зондирующий сигнал РСА, переносит его на промежуточную частоту, оцифровывает, задерживает в начало имитируемого сигнала сцены с соответствующей радиальной скоростью, свертывает со смещенной, ранее рассчитанной для каждого такта обновления импульсной характеристикой сцены, компенсирует влияние введенного смещения импульсной характеристики сцены на имитируемое радиолокационное изображение сцены, переносит полученный сигнал на несущую частоту и переизлучает в сторону РСА. 2 ил.

Изобретение относится к области создания антенных систем с функцией слежения за подвижным источником сигнала. Достигаемый технический результат - возможность быстрой калибровки следящих антенных систем с высокой точностью и надежностью. Указанный результат достигается за счет того, что определяют поправки к калибровочной характеристике следящей антенной системы за один технологический этап, при этом данный способ может использоваться как с применением неподвижного юстировочного источника, так и с применением сигнала от подвижного источника. Кроме того, предлагаемый способ может быть использован как во время наладочных работ, так и во время штатной эксплуатации следящих антенных систем. 1 з.п. ф-лы, 3 ил.
Наверх