Способ энергетически скрытной передачи дискретных сообщений по каналам радиосвязи

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в дискретных каналах радиосвязи, используемых как для энергетически скрытной, так и для высоконадежной передачи сообщений. Энергетическая скрытность системы радиосвязи обусловлена базой сигнала, которая определяется отношением полосы частот, занимаемой спектром широкополосного сигнала на выходе передатчика, к полосе частот, занимаемой спектром информационного сигнала на входе манипулятора. Широкополосный сигнал формируют последовательным добавлением поднесущих вдоль оси частот с относительной фазовой модуляцией начальных фаз этих поднесущих бинарными квазислучайными последовательностями. Каждый широкополосный сигнал является индивидуальным для каждого символа из общего их числа N в алфавите. Детектирование на каждой поднесущей производится индивидуально с накоплением одновременно результатов детектирования в N сумматорах с компенсацией известных на приемной стороне радиолинии значений разности начальных фаз всех соседних поднесущих для каждого символа из общего количества символов в алфавите N. Наибольший уровень накопленного в n-м сумматоре напряжения при сравнении с уровнями напряжений, накопленных в других сумматорах, является критерием вынесения решения о приеме n-го символа. Достигаемый технический результат - высокая энергетическая скрытность передачи дискретных сообщений при низких требованиях к взаимной синхронизации по времени передающих и приемных устройств. 3 з.п. ф-лы, 1 табл., 7 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть реализовано в дискретных каналах радиосвязи, используемых как для энергетически скрытной, так и для высоконадежной передачи сообщений при работе передатчика большой мощности. В последнем случае радиолиния способна эффективно работать при функционировании средств радиоэлектронного противодействия со стороны противника.

Энергетическая скрытность системы радиосвязи обусловлена базой сигнала, которая определяется отношением полосы частот, занимаемой спектром этого сигнала на выходе передатчика, к полосе частот, занимаемой спектром информационного сигнала на входе манипулятора. Чем больше база радиосигнала, тем меньше отношение его спектральной плотности к спектральной плотности аддитивных помех в точке приема при одной и той же помехоустойчивости канала связи, благодаря чему широкополосный радиосигнал с большей базой имеет более высокую энергетическую скрытность. Однако с увеличением базы радиосигнала возрастают требования к точности синхронизации по времени передающего и приемного устройств.

Если спектр широкополосного сигнала занимает полосу частот Δf, то при когерентном взаимно корреляционном приеме сигнала необходимо обеспечить синхронизацию по времени с точностью Δt≤1/2Δf. В нижеприведенной таблице показано как зависит точность синхронизации Δt при взаимно корреляционном приеме широкополосного сигнала от полосы Δf, занимаемой спектром этого сигнала.

Из таблицы видно, что при взаимно корреляционном приеме широкополосных сигналов в зависимости от полосы частот, занимаемой спектром этого сигнала, необходима синхронизация с точностью до десятых, сотых и даже тысячных долей миллисекунды.

Наиболее широко распространенным методом организации сигналов с большой базой является метод модуляции несущей псевдослучайной последовательностью [БОРИСОВ В.И. и др. Помехоустойчивость систем радиосвязи с расширением спектра сигналов модуляцией несущей псевдослучайной последовательностью. М.: Радио и связь, 2003.

ФИНК Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - Советское радио, 1963; и др.].

Без учета свойств кода можно оценить предельно низкое отношение (спектральная плотность мощности сигнала)/(спектральная плотность мощности шума) H², которое должна обеспечивать широкополосная система связи с базой B:

где h² - отношение мощности сигнала к мощности аддитивного шума, в обычной узкополосной системе, обеспечивающей необходимое качество приема сообщения (вероятность ошибки не хуже заданной) [ПРОКИС ДЖ. Цифровая связь. Радио и связь, 2000. - С. 615-617].

Если, например, требуется обеспечить прием с вероятностью ошибки не хуже чем p, то для частотно-манипулированных сигналов отношение сигнал/шум h² должно быть равно:

[ФИНК Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Советское радио, 1963. - С. 251].

Если p≤10^-2, то h² должно быть не ниже чем 7.82, что соответствует 8.93 дБ.

Для сигналов с относительной фазовой манипуляцией отношение сигнал/помеха должно быть равно:

[ФИНК Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Советское радио, 1963. - С. 282].

Если p≤10^-2, то h² должно быть не ниже чем 3.91, что соответствует 5.92 дБ.

В хорошо известной широкополосной системе радиосвязи «RAKE», подробно описанной в работе [ФИНК Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Советское радио, 1963. - С. 292-295, 436, 443-446, 449, 482, 488, 556], используется способ передачи сообщений с большой базой, равной 440, которая с учетом выражения (1) обеспечивает прием сигналов с заданным качеством (p≤10^-2) при отношении H² (спектральная плотность мощности сигнала)/(спектральная плотность мощности шума), равном H²=7.82/440=0.018, т.е. при -17.5 дБ, что дает основание считать систему «RAKE» скрытной системой связи.

В этой системе передача дискретных сообщений осуществляется со скоростью 22 бит/с. В качестве несущего колебания служит шумоподобный сигнал с полосой 10 кГц. Длина рекуррентной квазислучайной последовательности равна 8.525 мс, что более чем в 2 раза превышает возможную разность хода лучей в коротковолновом канале связи, на который рассчитана система «RAKE». Несущий шумоподобный сигнал представляет собой совокупность поднесущих, отстоящих друг от друга вдоль оси частот на расстоянии 117.3 Гц. В системе «RAKE» использован частотный метод манипуляции несущего колебания с девиацией частоты 181,8 Гц. Прием сигналов осуществляется с помощью схемы синхронного гетеродинирования с использованием 60 корреляторов (по 30 для символа «1» и символа «0»), разнесенных во времени с помощью линии задержки длиной 3 мс, имеющей отводы, соответственно, через каждые 100 мкс. Длина линии задержки перекрывает возможную разность хода лучей на коротковолновых трассах. Так как длина линии задержки существенно меньше длины квазислучайной последовательности, то чтобы линия задержки гарантировано перекрывала интервал времени с возможной многолучевостью сигнала, система «RAKE» требует предварительной синхронизации по времени передающего и приемного устройства с точностью до долей мс.

В работе [АЛЬТМАН Е.А. и др. Система скрытой передачи информации на базе квазиортогональных сигналов // Успехи современной радиоэлектроники. 2012. №11] (прототип) предлагается использовать многоканальную (многочастотную) передачу сложных по структуре сигналов, выделяемых посредством интегрального приема (приема с накоплением) с учетом корреляционных свойств сигналов. При этом необходимо, как указывают авторы вышеуказанной статьи, учитывать проблемы с обеспечением синхронизации. Авторы отмечают, что предлагаемый ими метод требует формирования M разнесенных по частоте ортогональных субканалов, как это реализуется, например, в системах с OFDM (OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing - мультиплексирование с ортогональным частотным разделением субканалов). Поднесущие субканалов манипулируются по фазе бинарными псевдослучайными последовательностями (ПСП), что позволяет сформировать широкий спектр сигнала на частоте каждого субканала и минимизировать энергию спектральных составляющих на соответствующих субканалам поднесущих частотах. Каждому передаваемому символу в предлагаемой авторами системе соответствует собственная структурная реализация сигнала. Для каждого подканала выбирается индивидуальная ПСП, чем достигается квазиортогональность субканалов во времени. Число бит D кода в ПСП различных подканалов одинакова. При длительности элементарной посылки передаваемого элемента T длительность одного кванта τ широкополосного сигнала равна T/D (один квант соответствует одному биту ПСП). Частоты поднесущих компонентов сигнала выбираются с шагом, равным скорости манипуляции ПСП V=1/τ, что позволяет организовать взаимно ортогональный базис широкополосных сигналов на поднесущих частотах. Прием сигналов осуществляется в целом по квантам. На интервалах времени, соответствующих отдельным квантам, определяются коэффициенты взаимной корреляции принимаемого сигнала с имеющимися на приемном конце радиолинии предполагаемыми копиями широкополосных сигналов на всех поднесущих для всех возможных информационных символов. Максимальное значение коэффициента корреляции из общего числа полученных результатов является критерием для принятия окончательного решения о переданном символе.

Так как по каналу связи не передаются специальные сигналы синхронизации, то авторы статьи предлагают процедуру приема сигнала вести постоянно с дискретностью τ/2, что, как отмечают сами авторы, влечет за собой увеличение вычислительных затрат за счет увеличения числа корреляторов, сдвинутых по времени на половину кванта, до 2D.

В скрытной системе связи, описанной авторами статьи, имеется 40 субканалов, которые отстоят друг от друга на расстоянии 1 кГц. В статье для разных значений базы сигнала приводятся результаты вычислительных экспериментов. Определяется отношение сигнал/шум, при котором вероятность ошибочного приема символа сообщения не превышает значения 0.1. Так, для базы сигнала 1000 отношение сигнал/шум получилось равным -20 дБ.

Описанная в вышеприведенной статье скрытная система связи имеет следующие недостатки.

1. Для обеспечения тактовой синхронизации требуется большое количество параллельно работающих корреляторов, обеспечивающих прием при неизвестном времени начала и конца информационных символов. Если учесть, что расстояние между поднесущими 1 кГц и корреляторы включены с интервалом времени τ/2, то при длительности указанной в статье информационной посылки 1 c требуется параллельная работа 40×1000×2=80000 корреляторов.

2. Так как производится взаимно корреляционный прием сигнала, то в случае многолучевого сигнала необходимо обеспечивать индивидуальную достаточно точную синхронизацию по лучам и производить их сложение.

Технический результат изобретения - снижение требований к точности синхронизации по времени при обеспечении относительно высокой помехоустойчивости и скрытности передаваемого дискретного сообщения.

Указанный технический результат достигается тем, что на передающей стороне радиолинии многочастотный сигнал формируют с использованием относительной манипуляции начальных фаз поднесущих компонентов сигнала, расположенных друг от друга вдоль оси частот на расстоянии, обратно пропорциональном длительности элемента одного цикла передачи сообщения, бинарными последовательностями, индивидуальными для каждого из общего числа N значений символов, а на приемной стороне прием каждой поднесущей производят индивидуально с оценкой ее амплитуды и фазы на соответствующем каждому циклу сообщения интервале времени, с последующим определением разности фаз между всеми соседними поднесущими и суммированием полученных значений векторов в каждом из N накопителей с коррекцией разности начальных фаз для каждой поднесущей в каждом цикле для каждого символа по закону, который возвращает на приемной стороне всем инвертированным по фазе поднесущим на передающей стороне радиолинии при формировании многочастотного сигнала значение фазы, равное нулю, чем обеспечивается квазикогерентное сложение векторов сигналов, принятых на разных поднесущих и в разные циклы для того символа, который передавался в течение заданного интервала времени.

Передаваемый сигнал формируется следующим образом. Для каждого n-го символа из общего числа N символов алфавита с помощью генератора случайных чисел формируется бинарная псевдослучайная последовательность B(n,m) длиной μ(M-1), которая обусловлена количеством используемых в сигнале поднесущих M и количеством μ временных циклов передачи отдельно взятого символа в заданной полосе частот. При формировании псевдослучайной последовательности это может быть сделано, например, с помощью алгоритма B(n,μ, m)=[R(n,μ, m)-0.5], где R(n,μ, m) - случайное число для n-го символа, μ-го цикла и m-й поднесущей, а операция [x] - взятие целой части числа x. Если B(n,μ, m)=0, то начальная фаза n-й поднесущей в μ-м цикле будет равна ϕ(n,μ, m)=ϕ(n,μ,(m-1)), а если B(n,μ, m)=1, то эта фаза будет равна ϕ(n,μ, m)=ϕ(n,μ,(m-1))+180°, или наоборот, если B(n,μ, m)=0, то начальная фаза n-й поднесущей в μ-м цикле будет равна ϕ(n,μ, m)=ϕ(n,μ,(m-1))+180°, а если B(n,μ, m)=1, то эта фаза будет равна ϕ(n,μ, m)=ϕ(n,μ,(m-1)). Таким образом, у каждой m-й поднесущей, в каждом цикле передачи для каждого из n символов начальная фаза ϕ(n,μ, m) может принимать одно из двух значений: либо 0°, либо 180°, в зависимости от значения B(n,μ, m). Интервал между поднесущими вдоль оси частот ΔF обусловлен длительностью T элемента одного цикла и равен ΔF=1/T.

В итоге, для каждого n-го символа (из общего числа N) на передающем конце при условии, что m-я поднесущая μ-го цикла s(m, μ) с нормированной амплитудой и нулевой начальной фазой (до манипуляции) записывается в виде

,

имеется индивидуальная структура Σ(n)широкополосного сигнала:

где K(n, μ, m)=|B(n, μ, m)-B(n, μ, (m-1))|, или наоборот:

.

При передаче n-го символа передается структура широкополосного сигнала Σ(n) (4).

При двухпозиционном сигнале относительную манипуляцию начальных фаз поднесущих для противоположных символов производят одной и той же квазислучайной бинарной последовательностью и при этом для передачи одного значения символа это делают по правилу, по которому при положительном знаке случайной последовательности начальную фазу очередной поднесущей определяют равной фазе, предшествующей поднесущей, а при отрицательном знаке случайной последовательности начальную фазу очередной поднесущей изменяют на 180° по отношению к фазе, предшествующей поднесущей, а при передаче другого значения символа относительную манипуляцию начальных фаз поднесущих производят по правилу, по которому при положительном знаке случайной последовательности начальную фазу очередной поднесущей изменяют на 180° по отношению к фазе предшествующей поднесущей, а при отрицательном знаке случайной последовательности начальную фазу очередной поднесущей принимают равной фазе предшествующей поднесущей. Пусть для формирования символов сообщения «1» и «0» при двухпозиционном сигнале используется квазислучайная бинарная последовательность B(μ, m). В этом случае алгоритм формирования символов, записанный в виде формул, имеет следующий вид:

где K("1", μ, m)=|B(μ, m)-B(μ, (m-1))|, а

.

или наоборот:

, а

.

При многопозиционном сигнале относительную манипуляцию начальных фаз поднесущих для каждого значения символа алфавита можно осуществлять и взаимно ортогональными бинарными последовательностями, например Уолша, Радемахера и др.

Демодуляция сигнала осуществляется следующим образом. На приемной стороне радиолинии для каждого цикла и каждой m-й поднесущей в этом цикле методом дискретного преобразования Фурье определяется ее амплитуда A(μ, m) и начальная фаза ϕ(μ, m). После этого определяется разность фаз Δϕ(μ, m) между каждой парой поднесущих (m-1) и m, соответственно, в μ-м цикле. Для каждого из N сумматоров-накопителей производится коррекция этой разности фаз в соответствии с тем, равна разность начальных фаз у соседних поднесущих нулю или нет на передающей стороне для того или иного символа. Если разность начальных фаз для соседних (m-1) и m поднесущих в соответствующем μ-м цикле на передающей стороне радиолинии для n-го символа равна нулю, то вектор поступает на соответствующий n-й сумматор с начальной фазой, равной измеренному значению разности фаз Δϕ(μ, m), а если разность фаз для соседних (m-1) и m поднесущих в соответствующем μ-м цикле на передающей стороне радиолинии для n-го символа равна 180°, то вектор поступает на n-й сумматор с начальной фазой, равной измеренному значению разности фаз Δϕ(μ, m) с поворотом на 180°, т.е. с фазой Ф(μ, m)=(Δϕ(μ, m)+180°).

Алгоритм функционирования n-го сумматора, записанный в виде формулы, имеет следующий вид:

.

При этом компоненты векторов, которые обусловлены помехами, суммируются случайно с равномерным распределением начальных фаз, а компоненты векторов, обусловленные n-м сигналом, суммируются квазикогерентно. В результате на выходе сумматора, который соответствует передаваемому в данный момент времени n-му символу, уровень накопленного напряжения будет иметь по окончании длительности передаваемого символа наибольшее значение. Максимальное значение A_n из общего их числа N в конце последнего цикла является критерием принятия решения о значении принимаемого символа n.

Данный метод приема сигнала является некогерентным методом, который хотя и проигрывает по помехоустойчивости классическому взаимно корреляционному (когерентному) методу приема сигнала, но не требует трудно реализуемой высокой точности взаимной синхронизации передающего и приемного устройств по времени.

Длительность элемента одного цикла обусловливает расстояние между поднесущими сигнала. Исследования показали, что скорость замираний в коротковолновом канале связи с «хорошим» качеством (среднеширотные трассы) не позволяет сокращать расстояние между поднесущими сигнала до величин, меньших 4 Гц. Поэтому в условиях «хорошего» канала связи максимальную длительность одного цикла сообщения не следует брать большей 250 мс. В этом случае база сигнала B при использовании однополосного телефонного канала шириной 3100 Гц при одноцикловой передаче отдельно взятого символа будет равна B=775. В случае «среднего» качества коротковолнового канала связи (низкоширотные трассы) необходимо увеличивать скорость манипуляции вдвое и база сигнала в той же полосе пропускания канала связи 3100 Гц при одноцикловой передаче отдельно взятого символа будет в этом случае равна 387, а в «плохом» коротковолновом канале связи (высокоширотные трассы), соответственно, скорость манипуляции должна быть увеличена в 4 раза по сравнению с «хорошим» каналом и база сигнала при одноцикловой передаче отдельно взятого символа в этом случае в канале связи с полосой 3100 Гц будет равна 193. При многоцикловой передаче отдельно взятого символа скорость передачи сообщения уменьшается обратно пропорционально количеству циклов, используемых для передачи одного символа, а база сигнала, наоборот, увеличивается пропорционально количеству циклов, используемых для передачи одного символа.

На фиг. 1 приведены результаты вычислительного эксперимента по определению помехоустойчивости некогерентного метода приема широкополосных сигналов при одноцикловой передаче двухпозиционным сигналом со средней скоростью 8 Бод, в зависимости от полосы, занимаемой спектром сигнала. Из рисунка следует, что при полосе спектра 3100 Гц (база сигнала 387) вероятность ошибки имеет значение 10^-1, когда отношение сигнал/шум равно менее чем -12 дБ. Увеличение базы сигнала до значения 12500 (полоса спектра сигнала 100 кГц) обеспечивает при некогерентном приеме сигнала вероятность ошибки 10^-1, когда отношение сигнал/шум равно порядка - 20 дБ.

Совершенно очевидно, что полученные значения отношений сигнал/шум, при котором возможен прием сигналов соответствуют критерию определения предлагаемого способа передачи дискретных сообщений как скрытного.

На фиг. 2, фиг. 3 и фиг. 4 приведены кривые помехоустойчивости некогерентного способа приема сигналов соответственно с полосами пропускания 3100 Гц (база 387), 40000 Гц (база 5000) и 100000 Гц (база 12500) в зависимости от величины рассинхронизации по времени. Из полученных графиков видно, что рассинхронизация по времени при некогерентном приеме сигнала слабо зависит от базы сигнала. Рассинхронизация на 5 мс приводит к энергетическим потерям на доли дБ, а рассинхронизация на 10 мс приводит при всех значениях базы сигнала к энергетическим потерям порядка 1 дБ.

Методы синхронизации с использованием современных высокостабильных опорных генераторов позволяют постоянно обеспечивать синхронизацию по времени на приемной и передающей сторонах радиолинии с точностью до нескольких миллисекунд [Патент №2377723 РФ]. Поэтому предлагаемая скрытная система связи с некогерентным методом приема широкополосных сигналов может работать с использованием точного мирового или точного системного времени и не требует принятия каких-либо дополнительных специальных мер по синхронизации.

Описываемый модем с некогерентным сложением сигналов с параметрами T=0.125 с и с M=2 был испытан на модели Ваттерсона в различных условиях в соответствии с рекомендациями Международного союза электросвязи [Recommendation ITU-RF.1487, testing of HF modems with bandwidths of up to about 12 kHz using ionospheric channel simulators [Текст]. - International telecommunication union, 2000]:

- в «хорошем» канале связи, который соответствует в среднем среднеширотным трассам;

- в «среднем» канале связи, который соответствует в среднем низкоширотным трассам;

- в «плохом» канале связи, который соответствует в среднем высокоширотным трассам

Полученные результаты приведены на фиг. 5 (для «хорошего» канала связи), на фиг. 6 (для «среднего» канала связи,) и на фиг. 7 (для «плохого» канала связи»). Данные результаты получены при одноцикловой передаче символов и при использовании кода со 100% избыточностью, т.е. с уменьшением информационной скорости передачи сообщения в 2 раза.

Из графиков видно, что при выбранных параметрах сигнала и соответствующей избыточности кода качество связи в «хорошем», «среднем» и «плохом» канале связи практически одинаковое.

Скрытная передача сообщений при использовании предлагаемого способа манипуляции при одноцикловой передаче отдельно взятых символов возможна при отношении спектральных плотностей сигнала и шума -9 дБ в полосе 3100 Гц, -17 дБ в полосе 40 кГц и -19 дБ в полосе 100 кГц. Эксперименты показали, что увеличение базы сигнала в 8 раз (передача одного символа за время 1 с) за счет увеличения числа циклов при передаче отдельно взятых символов дает дополнительный выигрыш в отношении сигнал/шум 4 дБ. Т.е. при скорости передачи 0.5 бит/с отношение спектральных плотностей сигнала и шума возможна при отношении сигнал/шум -13 дБ в полосе 3100 Гц, -21 дБ в полосе 40 кГц и -23 дБ в полосе 100 кГц.

Из всего вышеизложенного следует, что предлагаемый способ формирования широкополосного сигнала с некогерентным приемом этого сигнала способен обеспечить гарантированную скрытную передачу дискретных сигналов по коротковолновому каналу связи как в «хороших», так и в «плохих» условиях связи.

Учитывая то, что некогерентный модем выгодно отличается от когерентного модема низкими требованиями к синхронизации по времени, его целесообразно использовать в различных системах связи различных ведомств при необходимости скрытной передачи сообщений ограниченного объема по коротковолновым каналам радиосвязи на дальние и сверхдальние расстояния.

1. Способ энергетически скрытной передачи дискретных сообщений по каналам радиосвязи с использованием многочастотных гармонических сигналов, манипулированных по фазе соответственно передаваемому значению символа из общего их числа N в алфавите, с индивидуальным накоплением в демодуляторе приемного устройства напряжения для каждого из общего числа N символов и сравнением результатов накопления для принятия решения о значении принятого символа по максимальному значению из общего числа N накопленных результатов, отличающийся тем, что на передающей стороне радиолинии многочастотный сигнал формируют с использованием относительной манипуляции начальных фаз поднесущих компонентов сигнала, расположенных друг от друга вдоль оси частот на расстоянии, обратно пропорциональном длительности элемента сообщения, бинарными последовательностями, индивидуальными для каждого из общего числа N значений символов, а на приемной стороне прием каждой поднесущей производят индивидуально с оценкой ее амплитуды и фазы на соответствующем каждому элементу сообщения интервале времени, с последующим определением разности фаз между всеми соседними поднесущими и суммированием полученных значений векторов в каждом из N накопителей с коррекцией разности начальных фаз для каждой поднесущей в каждом накопителе по закону, который возвращает на приемной стороне всем поднесущим, инвертированным по фазе на передающей стороне радиолинии при формировании многочастотного сигнала, значение фазы, равное нулю, чем обеспечивается квазикогерентное сложение векторов сигналов, принятых на разных поднесущих для того символа, который передавался в течение данного интервала времени.

2. Способ энергетически скрытной передачи по каналам связи дискретных сообщений по п. 1, отличающийся тем, что при двухпозиционном сигнале относительную манипуляцию начальных фаз поднесущих для противоположных символов производят одной и той же квазислучайной бинарной последовательностью и при этом для передачи одного значения символа это делают по правилу, по которому при положительном знаке случайной последовательности начальную фазу очередной поднесущей определяют равной фазе, предшествующей поднесущей, а при отрицательном знаке случайной последовательности начальную фазу очередной поднесущей изменяют на 180° по отношению к фазе, предшествующей поднесущей, а при передаче другого значения символа относительную манипуляцию начальных фаз поднесущих производят по правилу, по которому при положительном знаке случайной последовательности начальную фазу очередной поднесущей изменяют на 180° по отношению к фазе предшествующей поднесущей, а при отрицательном знаке случайной последовательности начальную фазу очередной поднесущей принимают равной фазе предшествующей поднесущей.

3. Способ энергетически скрытной передачи по каналам связи дискретных сообщений по п. 1, отличающийся тем, что относительная манипуляция начальных фаз поднесущих для разных значений символов алфавита осуществляется независимыми квазислучайными последовательностями.

4. Способ энергетически скрытной передачи по каналам связи дискретных сообщений по п. 1, отличающийся тем, что относительную манипуляцию начальных фаз поднесущих для каждого значения символа алфавита осуществляют взаимно ортогональными бинарными последовательностями.