Способ передачи информации в системе связи с шумоподобными сигналами


 


Владельцы патента RU 2566500:

Открытое акционерное общество "Камчатский гидрофизический институт" (ОАО "КГФИ") (RU)

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в системах цифровой связи с шумоподобными сигналами (ШПС). Технический результат - повышение скорости передачи цифровой информации. Способ передачи информации в системе связи с ШПС заключается в том, что при передаче каждый фрагмент массива передаваемых данных разделяют на подмассивы, причем количество таких подмассивов составляет 3. Первый подмассив каждого фрагмента преобразуют в одну из заранее заданных псевдослучайных последовательностей (ПСП) в соответствии с выбранным методом кодирования, в указанную ПСП вводят временной сдвиг (ВС), определяемый вторым подмассивом указанного фрагмента в соответствии с выбранным методом кодирования; реализуют фазовую манипуляцию по закону каждой из сформированных ПСП с ВС, причем манипуляция фазы осуществляется над сигналами вида sin2πfнt или sin2πfнt+π/2) в зависимости от значения третьего подмассива, где fн - несущая частота, t - аргумент времени, передают последовательность ШПС, причем входными данными операции разделения фрагментов массивов передаваемых данных на подмассивы являются входные последовательности подлежащих передаче данных, операции преобразования первого подмассива каждого фрагмента в одну из заранее заданных ПСП и введения ВС в каждую ПСП осуществляются последовательно над результатами выполнения операции разделения фрагмента массива передаваемых данных на подмассивы, а операция передачи последовательности ШПС осуществляется над результатами выполнения операции фазовой манипуляции. При приеме определяют комбинацию из n+1 бит принятого фрагмента. 1 з.п. ф-лы, 1 ил.

 

Изобретение относится к области передачи цифровой информации (данных) и предназначено для применения в системе цифровой связи.

Под передачей понимается совокупность операций, выполняемых как на передающем, так и на приемном концах системы связи. На сегодня при передаче цифровой информации наиболее предпочтительно использование шумоподобных сигналов (ШПС) (см. [1], с. 3). Как отмечено в [1], системы связи с ШПС обладают преимуществами перед прочими системами связи как в части помехоустойчивости, так и скрытности. Как правило, в качестве ШПС используются сигналы, формируемые в результате фазовой манипуляции по законам m-последовательностей (см. [1], раздел 3.3. с. 49).

Одним из распространенных вариантов кодирования информации при использовании m-последовательностей является введение в m-последовательность соответствующего передаваемому символу циклического временного сдвига (ВС) (здесь и далее под ВС подразумевается циклический временной сдвиг), т.е. преобразования передаваемого символа (например, Cn) в ВС, например на n·Δf-1 (Δf - ширина рабочего диапазона частот) секунд и введение в эту m-последовательность указанного ВС. Устройство декодирования при таком способе кодирования, кроме [2], описано, например, в [3].

Недостаток указанного аналога состоит в следующем. Для того чтобы одна w-последовательность обеспечивала возможность передачи каждого из всех Nc символов алфавита, необходимо, чтобы ее период Nm, был равен (или превышал) Nc (здесь период выражен в единицах, равных Δf-1). Период всякой m-последовательности в секундах прямо пропорционален ее длительности, т.е. произведению Nm·τ составляющего ее количества импульсов Nm (терминология по [1], раздел 3.3) на длительность каждого и них τ=Δf-1. Однако скорость передачи данных обратно пропорциональна указанному произведению. Количество бит, приходящееся на один передаваемый символ, равно log2Nc, а время передачи одного символа обратно пропорционально величине Nc. В итоге с ростом параметра Nm=Nc обеспечиваемая аналогом скорость передачи убывает как (log2Nc)/Nc. Так, например, при переходе в указанном аналоге от Nc=8 к Nc=32 имеем снижение скорости передачи в 2.4 раза (т.е. (3:8)/(5:32)=2.4).

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому объекту является способ передачи информации в системах связи с ШПС по патенту РФ №2277760 [4] (прототип).

Прототип включает следующие операции: при передаче - разделения потока (массива) передаваемых символов информационного сигнала на подмассивы, преобразования k бит каждого из передаваемых символов (фрагментов передаваемого сообщения) в одну из заранее заданных псевдослучайных последовательностей (ПСП), формирования каждой из указанных ПСП с ВС, определяемым комбинацией из оставшихся (n-k) бит соответствующего передаваемого символа и в соответствии с выбранным методом кодирования, а также фазовой манипуляции по закону каждой из сформированных ПСП с указанным ВС, в результате чего формируется поток передаваемых ШПС, а также передачи полученной при таком преобразовании последовательности ШПС; при приеме - осуществления оптимального приема по максимуму корреляции принимаемого сигнала с каждым опорным ШПС, сформированным путем фазовой манипуляции по закону соответствующей этому ШПС одной из заранее заданных ПСП, определение к бит каждого переданного символа по номеру того ШПС, с которым указанная корреляция максимальна, определение величины ВС по каждому принимаемому символу на основе указанной корреляции, определение по величине указанного ВС (в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования) комбинации из (n-k) бит передаваемого символа. Операция фазовой манипуляции в формуле прототипа не упомянута, но она показана на фиг. 5 его описания как совокупность блока генерации несущей частоты 10 и перемножителя 13.

Принцип действия прототипа состоит в следующем. Фрагмент передаваемого сообщения (в терминах описания прототипа - поток сообщения), содержащий n бит, разделяется на подмассивы из k бит и (n-k) бит. Подмассив из k бит кодируется путем формирования соответствующей ему ПСП (в частности, m-последовательности; считаем далее ПСП и m-последовательность синонимами), а подмассив из (n-k) бит - введением ВС в эту ПСП. Последнее (т.е. введение ВС) полностью аналогично тому, как это реализуется в [2] (Здесь и далее под операцией формирования ПСП подразумевается совокупность операций выбора этой ПСП из K=2k возможных и собственно ее формирование, причем последнее может осуществляться путем чтения выбранной ПСП из памяти, хранящей массивы временных отсчетов всех K возможных ПСП). Процесс формирования передаваемого сигнала в прототипе завершается путем фазовой манипуляции сигнала несущей частоты, причем закон этой манипуляции соответствует сформированной ПСП с введенным в нее ВС. В итоге этот сигнал содержит n бит информации, k бит из которых закодированы выбранной ПСП и (n-k) бит - введенным в эту ПСП ВС. При равной длине ПСП в прототипе и аналоге [2] количество передаваемых бит на интервале длительности этой ПСП (т.е. в равных условиях) в прототипе составляет n, а в указанном в аналоге - только (n-k). Следует заметить, что аналогичный прототипу результат достигается и в принципиально эквивалентном ему объекте, описанном в [5].

Прототип обладает сравнительно низкой скорость передачи данных, что является его недостатком.

Целью заявляемого способа является повышение скорости передачи информации.

Цель достигается тем, что в способе передачи информации в системе связи с ШПС, в котором реализуют следующие операции:

при передаче

- каждый фрагмент массива передаваемых данных разделяют на подмассивы;

- преобразуют первый подмассив каждого фрагмента в одну из заранее заданных ПСП в соответствии с выбранным методом кодирования;

- в указанную ПСП вводят временной сдвиг (ВС), определяемый вторым подмассивом указанного фрагмента в соответствии с выбранным методом кодирования;

- реализуют фазовую манипуляцию по закону каждой из сформированных ПСП с ВС;

- передают последовательность ШПС,

причем входными данными операции разделения фрагментов массивов передаваемых данных на подмассивы являются входные последовательности подлежащих передаче данных, операции преобразования первого подмассива каждого фрагмента в одну из заранее заданных ПСП и введения ВС в каждую ПСП осуществляются последовательно над результатами выполнения операции разделения фрагмента массива передаваемых данных на подмассивы, а операция передачи последовательности ШПС осуществляется над результатами выполнения операции фазовой манипуляции при приеме:

- преобразуют принимаемые сигналы в электрические;

- определяют максимум корреляции каждого принятого ШПС с совокупностью опорных сигналов;

- определяют номер v0 того опорного сигнала, максимум корреляции принятого ШПС с которым является наибольшим из указанных;

- на основе результата определения максимума указанной корреляции с v0-м опорным сигналом определяют величину ВС в каждом принимаемом ШПС;

- по величинам указанных значений v0 и ВС в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определяют комбинацию из n бит принятого фрагмента,

вводятся изменения, состоящие в том, что

при передаче

- количество подмассивов, на которое разделяют фрагмент массива передаваемых данных, составляет 3;

- фазовую манипуляцию по закону каждой из сформированных ПСП с ВС, реализуют как манипуляцию фазы сигналов вида sin2πfнt или sin(2πfнt+π/2), причем выбор одного из этих сигналов определяется значением третьего подмассива, где fн - несущая частота, t - аргумент времени

при приеме

- при выполнении операции определения максимума корреляции принятого ШПС с опорными сигналами в качестве совокупности опорных сигналов используются фазоманипулированные по закону каждой ПСП с нулевым ВС (таких ПСП - K=2k штук) сигналы вида sin2πfнt и sin(2πfнt+π/2);

- выполняют операцию формирования совокупности бит каждого принятого фрагмента массива данных с учетом результата определения комбинации из n бит принятого фрагмента посредством дополнения этой комбинации (n+1)-м битом, которому присваивается значение 1 или 0, определяемое номером опорного сигнала v0, соответствующего наибольшему из максимумов корреляции.

Блок-схема, иллюстрирующая совокупность операций заявляемого способа кодирования, представлена на фиг. 1, где обозначены следующие операции:

- 1 - разделение фрагмента массива передаваемых данных на подмассивы данных;

- 2 - формирование ПСП по 1-му подмассиву данных;

- 3 - введение в ПСП ВС по 2-му подмассиву данных;

- 4 - фазовая манипуляция;

- 5 - передача ПШС;

- 6 - преобразование принимаемых сигналов в электрические;

- 7.1…7.2Κ - определение максимума корреляции принятого ШПС с 1-м, …2К-м опорным сигналом соответственно;

- 8 - определение номера опорного сигнала v0, соответствующего наибольшему из максимумов корреляции;

- 9 - определение ВС при максимуме корреляции принятого ШПС с v0-m опорным сигналом;

- 10 - формирование совокупности бит каждого принятого фрагмента массива данных.

Для удобства осуществленного ниже сопоставления скорости передачи данных, обеспечиваемой при реализации в ней прототипа и заявляемого объекта, считаем, что каждая используемая ПСП (например, m-последовательность) содержит информацию об (n-k) битах, при этом ее длительность равна Νm·τ, где Nm=2{n-k) а количество используемых ПСП составляет M=2k.

Операция 1 разделения фрагмента массива подлежащих передаче данных на подмассивы данных реализуется следующим образом. Например, осуществляется запоминание в буферной памяти содержащего n+1 бит фрагмента входного массива подлежащих передаче данных. Далее этот фрагмент считывается для выполнения последующих операций, а буферная память загружается n+1 битами следующего фрагмента массива передаваемых данных. Чтение, например, первых k бит из указанной буферной памяти осуществляется с передачей их на вход операции 2 (формирование ПСП по 1-му подмассиву данных), а чтение следующих n-k бит - с передачей их на вход операции 3 (введение в ПСП ВС по 2-му подмассиву данных), т.е. первые к бит фрагмента - есть 1-й подмассив данных, а следующие n-k бит - 2-й подмассив данных. В этой части содержание операция 1 полностью совпадает с содержанием соответствующей операцией прототипа. В отличие от соответствующей операции прототипа в заявляемом способе каждый фрагмент содержит n+1 бит (в прототипе было n бит), при этом (n+1)-й бит является третьим подмассивом данных (состоящим из одного этого бита), передаваемым при его чтении на вход операции 4 (фазовая манипуляция).

Таково однократное выполнение операции 1. При поступлении на вход заявляемого объекта (т.е. реализующего заявляемый способ устройства) следующих фрагментов массива подлежащих передаче данных, содержащих по (n+1) бит, описанные действия повторяются.

Указанное управление чтением бит передаваемой информации (как и все прочие операции заявляемого способа кроме операций 5 и частично 6) осуществляется аппаратно программными средствами.

По результатам каждого однократного выполнения операции 1 реализуется последовательное по времени однократное выполнение всех прочих операций заявляемого объекта. Однократное выполнение операции 1 осуществляется за период времени Νmτ.

Операция 2 формирования ПСП по 1-му подмассиву данных (далее для конкретности в качестве ПСП рассматриваем m-последовательности; как замечено выше, эти два термина считаем синонимами) принципиально аналогична операции формирования ПСП в прототипе; она предусматривает формирование m-последовательности, соответствующей комбинации бит 1-го подмассива. Указанное соответствие устанавливается, например, следующим образом. Каждой из существующих при заданном значении Nm m-последовательностей (см. [1], раздел 3.3.) ставится в соответствие ее номер (ξ) с 1-го по K-й (K=2k). При выполнении операции 2 формируется та m-последовательность, номер которой равен бинарному коду 1-го подмассива в текущем фрагменте передаваемого массива данных. Это формирование осуществляется, например, в соответствии с правилом, иллюстрируемым, например, в [1, блок-схема на рис. 3.17, с. 54]. При этом параметры каждой m-последовательности при требуемом ее периоде задаются в соответствии с [1, Таблица 3.6, с. 55, 56].

Операция 3 введения в ПСП ВС по 2-му подмассиву данных выполняется следующим образом. Например, при передаче (точнее, при подготовке к передаче) фрагмента данных, 2-й подмассив которого является (n-k)-разрядным бинарным кодом символа Cμ, при выполнении операции 3 в ПСП вводится ВС, составляющий μτ секунд. Введение (циклического) ВС в m-последовательность осуществляется следующим образом. Пусть исходная m-последовательность (т.е. последовательность с нулевым ВС) определена на интервале времени 0…Nm·τ, причем Nm=2n-k. Тогда при введении в нее (циклического) ВС на μ·τ секунд все ее временные отсчеты, находящиеся на интервале 0…(Nm-1-ms)·τ, смещаются в интервал времени μ·τ…(Nm-1)·τ (т.е. у них корректируется аргумент времени прибавлением к нему величины ms·τ), а ее временные отсчеты, находящиеся на интервале (Nm-μ)·τ…(Nm-1)·τ, переносятся в интервал времени 0…(μ-1)·τ (т.е. у них корректируется аргумент времени вычитанием из него величины (Nm-μ)·τ). Эта операция выполняется полностью аналогично соответствующей операции прототипа.

Операция 4 фазовой манипуляции в основном совпадает с аналогичной операцией прототипа (совокупность блоков 10, 13 и 14 на фиг. 3 описания прототипа) с той только разницей, что в прототипе она выполняется при фиксированном манипулируемом по фазе сигнале вида sin2πfнt; в заявляемом же способе эта операция реализуется путем манипулирования по фазе сигнала, начальная фаза которого определяется третьи подмассивом передаваемых данных. Эта манипуляция реализуется путем умножения ПСП с введенным в нее ВС на функцию sin(2πfнt+π/2) при значении бита 3-го подмассива данных, равном «0», и на функцию sin2πfнt при значении бита 3-го подмассива данных, равном «1» (возможен обратный вариант кодирования, предусматривающий использование для фазовой манипуляции функции sin2πfнt при значении указанного бита, равном «0», и функции sin(2πfнt+π/2) при значении указанного бита, равном «1», - этот вариант описанному выше эквивалентен). Перед указанным умножением массив отсчетов ПСП с ВС модифицируется следующим образом: всем его временным отсчетам, равным 0 или 1, присваивается значение -1 или +1 соответственно (т.е. фактически отсчеты, равные 1, при указанной модификации не изменяются).

Операция 5 передачи ШПС реализуется путем преобразования сформированных в результате выполнения операции 4 электрических сигналов, например (в случае системы звукоподводной или гидроакустической связи) в акустические колебания водной среды. В этом случае она реализуется гидроакустическим излучателем [6].

Операция 6 преобразования принимаемых сигналов в электрические в рассматриваемом примере системы звукоподводной связи предусматривает преобразование акустических колебаний водной среды в электрические сигналы. В этом случае она реализуется гидрофоном или в более сложном случае антенной решеткой, содержащей совокупность гидрофонов, совокупность линий задержки и сумматор (см. [6], рис. 1.5б, 1.6 и 1.7). Результаты формирования электрических сигналов для дальнейшей обработки подвергаются оцифровке; функция оцифровки подразумевается.

Каждая v-я (при v=1…2K) из операций 7.1…7.2K определения максимума корреляции принятого ШПС реализуется, в частности, посредством вычисления циклической корреляционной функции между входным сигналом и v-м опорным сигналом или, что то же самое, циклической свертки между входным сигналом и v-м опорным сигналом, прочитанным в обратном времени (т.е. если этот сигнал я имеет вид S(t) при значениях аргумента времени t в диапазоне 0…Νm·τ, то этот же сигнал, прочитанный в обратном времени, имеет вид S(Nm·τ-t)). Опорный сигнал, используемый при вычислении свертки при выполнении каждой из операций 7.v при v=1, 3. 5…2K-1 (т.е. при нечетных v), совпадает по форме с фазоманипулированным сигналом, формируемым при фазовой манипуляции функции sin2πfнt m-последовательностью с нулевым ВС, номер которой ξ определяется как ξ=0.5·v+0.5. Опорный сигнал, используемый при вычислении свертки при выполнении каждой из операций 7.v при v==2, 4…2K (т.е. при четных v), совпадает по форме с фазоманипулированным сигналом, формируемым при фазовой манипуляции функции sin(2πfнt+π/2) m-последовательностью с нулевым ВС, номер которой ξ определяется как ξ=0.5·v (При обратном варианте кодирования, указанном при описании операции 4, соответствие нечетных и четных индексов v манипулируемым по фазе функциям меняется на обратное).

Совокупность операций 7.1…7.2K в части вычисления циклической свертки может быть представлена так же следующим образом. Свертка может фактически вычисляться в двух квадратурных каналах (именно это практически всегда и имеет место). При этом используемые в двух квадратурных каналах опорные функции отличают друг от друга только тем, что одна их них сдвинута по фазе относительно другой на π/2. Каждая пара операций 7.1 и 7.2, 7.3 и 7.4…, и так до пары операций 7.2K-1 и 7.2K как раз соответствует операции вычисления свертки в двух квадратурных каналах. При этом описываемую совокупность операций можно представить как K операций вычисления свертки в двух квадратурных каналах. При этом результатами каждой из этих сверток являются массивы из Nm некоррелированных между собой комплексных чисел, т.е. в итоге выполнения совокупности описываемых К операций формируется совокупность из 2K массивов некоррелированных между собой действительных чисел, полностью совпадающих с описанными выше результатами выполнения 2K операций 7.1…7.2K (в части выполнения операций вычисления сверток). Таким образом, вариант реализации K двухканальных (т.е. с двумя квадратурными каналами обработки каждая) операций определения максимума корреляции принятого ШПС с опорными сигналами 7.1…7.K вместо 2K одноканальных 7.1…7.2K является не только эквивалентным показанному на фиг. 1 и описанному в формуле изобретения, но и полностью совпадающим с ним по математическому описанию.

При выполнении каждой из операций 7.1…7.2K указанная выше операция вычисления циклической свертки дополняется операцией нахождения максимума этой свертки и определения того значения индекса времени (временного аргумента свертки) nmах, при котором имеет место этот максимум.

Операция вычисления циклической свертки описана, например, в [7, п. 2.23, где вместо термина «циклическая свертка» используется термин «круговая свертка»]. Она предусматривает вычисление операций дискретного преобразования Фурье (ДПФ) от опорной функции и от временной реализации обрабатываемого сигнала, векторное перемножение массивов, полученных при выполнении указанных операций ДПФ, и операцию обратного ДПФ от массива результатов этого перемножения. Каждая свертка содержит по 2n-k отсчетов, формируемых при периоде дискретизации, не меньшем величины τ. В рамках настоящего описания рассматривается простейшая ситуация, при которой период дискретизации свертки равен τ.

Операция нахождения максимума каждой полученной свертки основана на сравнении между собой всех ее временных отсчетов, например, следующим образом: весь массив из 2n-k отсчетов делится на первой итерации на два подмассива, содержащих по 2n-k отсчетов, располагающихся в свертке в нечетных и четных временных позициях, и осуществляется сравнение одноименных отсчетов из каждом подмассива (т.е. первого отсчета из первого подмассива с первым из второго подмассива и т.д.) с удержанием максимального из каждой пары отсчетов; в итоге сформирован массив из 2n-k-1 результатов, при этом запоминаются и аргументы (индексы) времени, которым соответствуют удержанные отсчеты; далее указанная процедура на второй итерации повторяется над массивом из 2n-k-1 отсчетов, полученных в итоге выполнения первой итерации и т.д. В итоге выполнения n-k таких итераций получен максимальный по уровню отсчет Umax v (в каждой v-й свертке, реализуемой при выполнении операций 7.1…7.2Κ) и соответствующий этому отсчету индекс времени nmax v.

Возможен также вариант реализации нахождения максимума каждой полученной свертки, предусматривающий сравнение первого и второго отсчетов с сохранением максимального из них и соответствующего ему аргумента времени, далее сравнения этого сохраненного отсчета с третьим отсчетом и также сохранения максимального из них и соответствующего ему аргумента времени и т.д. с формированием в итоге отсчета, являющегося максимальным в свертке, а также соответствующего ему аргумента времени.

Все 2K результатов определения максимумов Umax v и 2K соответствующих им индексов времени птах v передаются на входы блока, реализующего операцию 8 (т.е. блок, реализующий операцию 8, фактически имеет 2K входов; на фиг. 1 условно показаны только два из них - первый и 2K-й).

Операция 8 определения номера опорного сигнала v0, соответствующего наибольшему из максимумов корреляции, реализуется полностью аналогично тому, как при выполнении операций 7.1…7.2K находился аргумент времени, соответствующий максимуму каждой полученной свертки (при этом роль аргумента времени играет номер опорного сигнала v). Сформированный в итоге номер v0 из блока, реализующего операцию 8, поступает на вход блока, выполняющего операцию 10 формирования совокупности бит каждого принятого фрагмента массива данных. Кроме того, блоком, реализующим операцию 8, осуществляется трансляция массива временных отсчетов результатов вычисления свертки (корреляции) с выхода v0-го из блоков, выполняющих операции 7.1…7.2K, на вход блока 9 определения ВС при максимуме корреляции принятого ШПС с v0-м опорным сигналом. Эта трансляция может осуществляться в простейшем (с точки зрения минимизации количества связей, показанных на фиг. 1) варианте реализации передачи в блок, выполняющий операцию 8, результатов вычисления свертки (корреляции) с выходов всех блоков, выполняющих операции 7.1…7.2K, с последующим отбором из них в этом блоке и передачей для дальнейшего определения ВС (операция 9) результатов выполнения именно операции 7.v0.

Операция 9 определения ВС при максимуме корреляции принятого ШПС с v0-м опорным сигналом предусматривает вычисление искомого ВС как

ВС=nmax v0·τ,

где nmax v0 - значение nmax v при v=v0.

Операция 10 формирования совокупности бит каждого принятого фрагмента массива данных реализуется следующим образом. На вход блока, выполняющего данную операцию, поступают номер опорного сигнала v0 (один их результатов выполнения операции 8) и величина ВС (результат выполнения операции 9). Первые k принятого фрагмента совпадают с бинарным кодом 1-го подмассива (см. приведенное выше описание операции 2), который, в свою очередь, задается номером соответствующей ему m-последовательности ξ, определяемым как ξ=[0.5·v0] (квадратные скобки означают операция округления стоящей в скобках цифры до целого). Последующие n-k бит принятого фрагмента определяются величиной ВС; правило преобразования этой величины ВС в указанные n-k бит является обратным правилу преобразования n-k бит в ВС, использованным при реализации операции 3. Операция 10 в части перечисленных двух функций, в результате выполнения которых формируются n бит принятого фрагмента сообщения, совпадает с аналогичной операцией прототипа. Последний (n+1)-й бит принятого фрагмента определяется как «0» или «1» при v0 четном или нечетном соответственно, поэтому данный бит формируется на основе анализа четности параметра v0. Итогом выполнения операции 10 является формирование (n+1)-разрядного бинарного кода, в котором все биты расположены в указанном выше порядке (см. слова настоящего абзаца, показанные курсивом).

Возможна реализация изложенного при описании заявляемого способа изобретательского замысла также в следующих вариантах. Во-первых, можно вместо манипулируемого по фазе колебания sin(2πfнt+π/2) использовать колебания sin(2πfнt+π) или sin(2πfнt+3π/2). При этом при сохранении величины достигнутого положительного эффекта в заявляемом объекте не изменится ничего, кроме записи указанного колебания при выполнении операций 4 и 7.1…7.2K.

Во-вторых, можно использовать в качестве манипулируемого по фазе колебания все четыре колебания, а именно sin2πfнt, sin(2πfнt+π/2), sin(2πfнt+π) и sin2πfнt+3π/2). При этом третий подмассив данных, поступающий на управляющий вход блока, выполняющего операцию 4, содержит 2 бита информации, и, например, операции определения максимума корреляции принятого ШПС с опорными сигналами реализуются в варианте, использующем корреляторы с двумя квадратурными каналами (такой вариант выполнения данной операции выше описан), а последующие операции реализуются на основе анализа начальной фазы каждого принятого ПШС. В данном варианте реализации способа за интервал времени передачи одного фрагмента сообщения обеспечивается передача n+2 бит информации.

Возможен и третий вариант реализации способа передачи, предусматривающего вместо используемой в описанных выше вариантах фазовой манипуляции (на основе информации третьего подмассива данных) передаваемого ШПС относительную фазовую манипуляцию (ОФМ) или фазоразностную манипуляцию [8, раздел 1.2.]. В этом случае, например, при бинарной ОФМ при значении бита третьего полмассива текущего фрагмента данных, равном «0», фазовой манипуляции подвергается несущее колебание с той же начальной фазой (т.е. sin2πfнt или sin(2πfнt+π/2)), которая имела место при передаче предыдущего фрагмента данных. При значении же бита третьего полмассива текущего фрагмента данных, равном «1», фазовой манипуляции подвергается несущее колебание с начальной фазой, альтернативной той, что имело место при передаче предыдущего фрагмента данных (т.е., если при передаче предыдущего фрагмента манипулировалась фаза колебания sin2πfнt или sin2πfнt+π/2), то при передаче текущего манипулируется фаза соответственно колебания sin2πfнt или sin(2πfнt+π/2)).

Указанные варианты развития заявляемого способа являются эквивалентными варианту, приведенному в формуле заявляемого изобретения.

Приведенное описание всех операций способа относится к однократному выполнению каждой из них. При многократном поступлении на вход блока, реализующего операцию 1, фрагментов передаваемого сообщения (потока данных, который разделятся на фрагменты фактически при выполнении операции 1) все перечисленные операции выполнятся многократно и последовательно во времени по мере нарастания номера каждой из них на блок-схеме, приведенной на фиг. 1.

Заявляемый объект рассчитан на использование в синхронной системе связи. В такой системе на приемном конце известны моменты начала прихода каждого информационного сигнала. При этом принципиально возможен, например, вариант работы передатчика и приемника в системе единого времени. В этом случае работа устройств, реализующих на передающем конце системы связи функции формирования подлежащих передаче ШПС, синхронизируется самим входным потоком подлежащих передаче бит символов. Что касается синхронизации работы устройств, реализующих операции обработки сигналов на приемном конце, то время распространения сигнала от передатчика до приемника известно, а в состав аппаратуры, реализующей операции приема, входит таймер, выдающий сигнал синхронизации, управляющий выполнением всех реализуемых при приеме операций (кроме операции 6 преобразования принимаемых сигналов в электрические) в момент начал прихода очередного фрагмента передаваемого потока. В момент формирования этого сигнала начинается заполнение принимаемым сигналом первого фрагмента буферной памяти блоков, реализующих операции 7.1 и 7.2. Далее через интервал времени (с момента формирования указанного условно первого сигнала синхронизации), равный Nm·τ, формируется следующий сигнал синхронизации; при этом начинается заполнение принимаемым сигналом второго фрагмента буферной памяти блоков, реализующих операции 7.1 и 7.2, а над сигналами, хранящимися в первых фрагментах буферной памяти реализуются операции вычисления циклической свертки далее последовательно прочие операции 8…10. Далее через интервал времени (с момента формирования указанного условно первого сигнала синхронизации), равный 2·Νm·τ, формируется условно третий сигнал синхронизации; при этом начинается заполнение принимаемым сигналом вновь перового фрагмента буферной памяти блоков, реализующих операции 7.1 и 7.2, а над сигналами, хранящимися во вторых фрагментах буферной памяти реализуются операции вычисления циклической свертки далее последовательно прочие операции 8…10 и т.д.

Указанные операции синхронизации в состав заявляемого объекта не включены, поскольку подавляющее большинство систем цифровой (дискретной) связи являются синхронными, а особенности заявляемого объекта с какой-либо спецификой совокупности указанных операций не связаны.

Операции 1…4, 6 (в части не показанной в составе заявляемого объекта, но подразумеваемой функции оцифровки сигналов) и 7…10 реализуются программируемыми средствами цифровой обработки сигналов.

Принцип действия заявляемого объекта в значительной степени совпадает с принципом действия прототипа с тем лишь отличием, что если в прототипе количество информации, передаваемой при каждой m-последовательности, составляло n бит, то в заявляемом объекте количество информации, передаваемое за то же время, составляет (n+1) бит. При этом достигается эффект повышения скорости передачи данных в (n+1)/n раз.

Литература

1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Радио и связь. 1985. 384 с., ил.

2. Николаев Р.П., Попов А.Р. Способ передачи информации в системе связи с шумоподобными сигналами. Патент РФ №2286017.

3. Кранц В.З., Сечин В.В. Использование информационных символов для синхронизации системы связи со сложными сигналами // Гидроакустика. Вып. №15, 2012. С. 36-41.

4. Озеров И.А., Озеров С.И. Способ передачи информации в системах связи с шумоподобными сигналами и программный продукт. Патент РФ №2277760.

5. Kwon Η.Μ., Birdsal T.G. Digital Waveform Codings For Ocean Acoustic Telemetry. IEEE Journal of Oceanic Engineering, vol. 16, №1, January 1991. P. 56-65.

6. Смарышев М.Д., Добровольский Ю.Ю. Гидроакустические антенны. Справочник. Л.: Судостроение. 1984.

7. Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. М.: Мир. 1978.

8. Окунев Ю.Б. Цифровая передача информации фазомодулированными сигналами. М.: Радио и связь. 1991. 296 с.; ил.

1. Способ передачи информации в системе связи с шумоподобными сигналами (ШПС), заключающийся в том, что при передаче
- каждый фрагмент массива передаваемых данных разделяют на подмассивы;
- преобразуют первый подмассив каждого фрагмента в одну из заранее заданных псевдослучайных последовательностей (ПСП) в соответствии с выбранным методом кодирования;
- в указанную ПСП вводят временной сдвиг (ВС), определяемый вторым подмассивом указанного фрагмента в соответствии с выбранным методом кодирования;
- реализуют фазовую манипуляцию по закону каждой из сформированных ПСП с ВС;
- передают последовательность ШПС,
причем входными данными операции разделения фрагментов массивов передаваемых данных на подмассивы являются входные последовательности подлежащих передаче данных, операции преобразования первого подмассива каждого фрагмента в одну из заранее заданных ПСП и введения ВС в каждую ПСП осуществляются последовательно над результатами выполнения операции разделения фрагмента массива передаваемых данных на подмассивы, а операция передачи последовательности ШПС осуществляется над результатами выполнения операции фазовой манипуляции
при приеме:
- преобразуют принимаемые сигналы в электрические;
- определяют максимум корреляции каждого принятого ШПС с совокупностью опорных сигналов;
- определяют номер ν0 того опорного сигнала, максимум корреляции принятого ШПС с которым является наибольшим из указанных;
- на основе результата определения максимума указанной корреляции с ν0-м опорным сигналом определяют величину ВС в каждом принимаемом ШПС;
- по величинам указанных значений ν0 и ВС в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определяют комбинацию из n бит принятого фрагмента,
отличающийся тем, что
при передаче
- количество подмассивов, на которое разделяют фрагмент массива передаваемых данных, составляет 3;
- фазовую манипуляцию по закону каждой из сформированных ПСП с ВС, реализуют как манипуляцию фазы сигналов вида sinπfнt или sin(2πfнt+π/2), где fн - несущая частота, t - аргумент времени, причем выбор одного из этих сигналов определяется значением третьего подмассива,
при приеме
- при выполнении операции определения максимума корреляции принятого ШПС с опорными сигналами в качестве совокупности опорных сигналов используются фазоманипулированные по закону каждой ПСП (таких ПСП - K=2k штук) сигналы вида sin2πfнt и sin(2πfнt+π/2);
- выполняют операцию формирования совокупности бит каждого принятого фрагмента массива данных с учетом результата определения комбинации из n бит принятого фрагмента посредством дополнения этой комбинации (n+1)-м битом, которому присваивается значение 1 или 0, определяемое номером ν0 опорного сигнала ν0, соответствующего наибольшему из максимумов корреляции.

2. Способ передачи информации в системах связи с ШПС по п. 1, отличающийся тем, что при нумерации опорных сигналов, используемых при выполнении операции определения максимума корреляции принятого ШПС с опорными сигналами, четным (нечетным) значениям их номеров ν соответствуют фазоманипулированные сигналы вида sin(2πfнt+π/2) (соответственно sin2πfнt), выбор для манипуляция фазы из сигналов вида sin2πfнt или sin(2πfнt+π/2) при передаче осуществляется при значении третьего подмассива, равном соответственно 1 или 0, а при выполнении операции формирования совокупности бит каждого принятого фрагмента массива данных (n+1)-му биту присваивается значение 1 или 0 при соответственно нечетном или четном значении номера ν0.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для повышения помехоустойчивости радиосигналов в системах связи. Технический результат повышение помехоустойчивости радиосигналов в системах связи путем увеличения ширины полосы, занимаемой ими частот.

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в системах цифровой связи с шумоподобными сигналами (ШПС). Технический результат - повышение скорости передачи цифровой информации.

Изобретение относится к технике микроволновой связи и может быть использовано для коррекции микроволновых сигналов. Способ коррекции микроволновых сигналов заключается в приеме посредством приемника первого радиочастотного (РЧ) сигнала от передатчика.

Настоящее изобретение относится к области радиосвязи. Технический результат изобретения заключается в определении механизма для сигнализации информации о наборе настроечных последовательностей на удаленную станцию без увеличения размера самого сообщения сигнализации.

Настоящее изобретение относится к повышению емкости канала в системе радиосвязи. Технический результат изобретения заключается в улучшении рабочих характеристик усовершенствованного приемника нисходящей линии связи (DARP) и предоставлении возможности работы многочисленным пользователям в одном временном интервале (MUROS).

Настоящее изобретение относится к области радиосвязи, а именно к повышению емкости канала в системе радиосвязи. Технический результат изобретения заключается в увеличении емкости канала за счет применения более низких коэффициентов повторного использования, уменьшении помех соседних каналов.

Изобретение относится к радиосвязи и предназначено для увеличения пропускной способности канала в системе радиосвязи. .

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано в аппаратуре передачи данных. .

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в системах цифровой связи с шумоподобными сигналами (ШПС). Технический результат - повышение скорости передачи цифровой информации. Указанный технический результат достигается за счет сочетания одновременной передачи V>1 множества канальных символов (КС), входящих в блок, и реализации совокупности операций, таких как операции формирования вспомогательных псевдослучайных последовательностей (ПСП), формирования результирующих ПСП, в которых множителями являются вспомогательные ПСП, введение временных сдвигов в КС при их объединении и компенсации вспомогательной ПСП в каждом КС блока, обеспечивающих минимизацию уровня структурной помехи, порожденной одновременной передачей множества. КС. 1 з.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к технике радиосвязи, в частности к фазоразностным манипуляторам с двукратной фазовой манипуляцией, и может быть использовано в мощных передатчиках в аппаратуре передачи данных. Достигаемый технический результат - уменьшение паразитной амплитудной и фазовой модуляции выходного сигнала. Способ фазовой манипуляции радиосигнала передатчика характеризуется пошаговым изменением фазы колебания несущей частоты между заданными кратностью манипуляции значениями фазы, при этом изменение фазы выполняют за время не менее длительности переходного процесса в комплексной нагрузке, а шаг изменения фазы берут равным отношению длительности переходного процесса в комплексной нагрузке к степени двойки с показателем степени, равным заданному натуральному числу М. Импульсный фазовый манипулятор для реализации способа содержит генератор опорного колебания, последовательно соединенные схемы коммутации импульсов и деления на два частоты их следования, транзисторный ключ манипуляции фазы, соединенный через дешифратор с источником информации, генератор последовательности импульсов смены фазы и схему логического умножения. 2 н.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к технике цифровой связи и сигнализации и может быть использовано для квазиоптимального асинхронного приема сообщений. Технический результат - упрощение реализации и повышение надежности работы фильтра. Устройство содержит компаратор с порогом срабатывания по среднему уровню (1), n-разрядный регистр сдвига (2), весовой сумматор (3), пороговое устройство (4), формирователь тактовых импульсов (5), три интегратора (6-8) с малым значением постоянной времени, ключи сброса (9) и фиксации (10), мультиплексоры (11, 12), буферный усилитель (13), инвертор (14), демультиплексор (15), три интегратора с большим значением постоянной времени (16-18), три компаратора (19-21) и оригинальное устройство выбора интервала тактирования регистра сдвига (22). 1 з.п. ф-лы, 5 ил.
Наверх