Способ формирования многолучевой диаграммы направленности самофокусирующейся адаптивной антенной решетки

Способ формирования многолучевой диаграммы направленности самофокусирующейся адаптивной антенной решетки, заключающийся во взвешенном суммировании сигналов, принятых элементами антенной решетки весовым вектором, являющимся главным вектором пучка эрмитовых форм, соответствующим максимальному характеристическому числу пучка, причем в качестве второй эрмитовой формы пучка выбирается среднее значение ДН по мощности, при этом при определении главного вектора пучка эрмитовых форм, соответствующего максимальному характеристическому числу пучка, используются оценки амплитудно-фазового распределения формируемого сигнала источников излучения на элементах самофокусирующейся адаптивной антенной решетки, а в качестве первой эрмитовой формы пучка выбирается взвешенная сумма значений средней диаграммы направленности по мощности, вычисленная на основе оценок векторов амплитудно-фазовых распределений, создаваемых сигналами источников излучений на элементах самофокусирующейся адаптивной антенной решетки. 1 з.п. ф-лы, 4 ил.

 

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для формирования многолучевых диаграмм направленности в радиотехнических системах с антенными решетками с амплитудно-фазовым (комплексным) управлением, размещаемых на борту космических аппаратов, например, в системах космической связи с подвижными объектами

Известен способ [1, с. 148] формирования диаграммы направленности (ДН) антенной решетки (АР) с максимальным коэффициентом направленного действия (КНД) [16, с. 38], основанный на взвешивании сигналов принятых каждым из антенных элементов (АЭ) АР с последующим их суммированием, при котором вектор весовых коэффициентов (ВВК) АР находят как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка, причем при определении главного вектора пучка используют априорную информацию об угловой ориентации (направлении) максимума ДН, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка используют соответственно квадрат модуля ДН в направлении максимума луча и среднее значение ДН по мощности. Недостатком известного способа формирования ДН с максимальным КНД является то, что он обеспечивает возможность формирования лишь однолучевых ДН.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому способу формирования многолучевых (МЛ) ДН антенных решеток, состоящих из N АЭ, является способ формирования многолепестковых ДН антенных решеток [2] с максимальным КНД, который выбран в качестве прототипа. В этом способе МЛ ДН АР формируется как результат взвешивания сигналов, принятых (регистрируемых) каждым из N элементов АР yn, , весовыми коэффициентами , с последующим их суммированием

где - вектор входного сигнала АР, элементы которого yn являются сигналом регистрируемым (принятым) n-м элементом АР; - вектор весовых коэффициентов (ВВК) АР, являющийся вектором комплексных амплитуд токов возбуждения ее элементов; "+" - знак эрмитового сопряжения [4, с. 187].

При этом ВВК находится из условии максимизации энергетического показателя качества многолучевой АР, в качестве которого рассматривается ее КНД, который может быть представлен в виде отношения эрмитовых форм [2, ф. (16)]

где - эрмитовая матрица [4, с. 187] размерности N×N, элементы которой определяются в соответствии с выражением ; - взвешенная сумма значений ДН n-го элемента АР в M направлениях (по числу M источников сигналов); wm - весовой коэффициент, являющийся действительным числом; fnm) - значение ДН n-го элемента АР в направлении θm; "*" - знак комплексного сопряжения [4, с. 27]; - эрмитовая матрица размерности N×N, элементы которой определяются в соответствии с выражением ; N - число приемных (антенных) элементов АР; , - эрмитовые формы [8, с. 297].

Согласно рассматриваемого способа-прототипа [2] ВВК, обеспечивающий максимизацию формулы (2) при формировании в пространстве M ДН, является главным вектором пучка эрмитовых форм [8, 301], который соответствует максимальному собственному числу μmax матрицы , где μ - действительное число. Его значения находят аналитически на основании априорной информации об угловых направлениях (ориентациях) максимумов ДН в соответствии с выражением [2, ф. (19)]

где - ВВК максимизирующий показатель определяемый формулой (2).

Это приводит к тому, что фаза тока возбуждения каждого из элементов АР рассчитывается в соответствии с выражением [2, ф. (20)]

где - фаза тока возбуждения, формируемая на n-м АЭ при формировании главного лепестка АР в направлении θm; R - расстояние отсчитанное от начала системы координат АР до ее n-го АЭ (величина R характеризует пространственное положение n-го АЭ в АР); λ - длина волны излучения; j - мнимая единица [4, с. 26], которое соответствует детерминированной модели волнового фронта сигналов источников излучения (ИИ) [5, 26].

Т.е. способ-прототип ориентирован на применение в АР, которые осуществляют прием сигналов с линейными волновыми фронтами, описываемые детерминированными функциями.

В случае, когда волновой фронт сигналов ИИ на элементах АР (апертуре АР) описывается случайной функцией [3, с. 290] (т.е. наблюдаются амплитудно-фазовые флуктуации (АФФ) сигналов ИИ на элементах АР), а элементы ВВК формируются в соответствии с формулой (4) (т.е. при расчете фазы токов элементов АР используется детерминированная модель волнового фронта сигналов ИИ), возникают потери в КНД АР, величина которых Δ определяется из формулы [3, с. 300]

где Δ - величина относительного снижения КНД АР; α, ρ - дисперсия и радиус пространственной корреляции фазовых флуктуации волнового фронта сигналов ИИ соответственно; - относительный радиус пространственной корреляции фазовых флуктуации волнового фронта сигнала ИИ на элементах АР; I(c,ψ,ψ1) - параметрическая функция, значения которой табулированы [3, с. 329].

Таким образом, недостатком наиболее близкого способа-прототипа является относительно узкая область его возможного практического применения, что обусловливается тем, что наличие АФФ сигналов ИИ, величина которых характеризуется дисперсией α и радиусом пространственной корреляции ρ флуктуации фазы, которые наблюдаются, как правило, в АР с относительными пространственными размерами существенно превышающими единицу

где d - расстояние между элементами АР (шаг решетки), приводит к снижению КНД антенной решетки на величину определяемую формулой (5) и, как следствие, снижение уровня сигнала принимаемого потребителем в создаваемом канале связи, что приводит к снижению отношения сигнал/шум и, следовательно, к снижению помехозащищенности этого канала связи.

Задачей, на решение которой направлено изобретение, является расширение области его практического применения и создание способа формирования многолучевых ДН при использовании которого в управлении АР с относительными пространственными размерами, существенно превышающими единицу, будет поддерживаться примерно постоянный уровень ее КНД в каналах связи, организованных потребителем, при различной величине АФФ сигналов ИИ на элементах АР.

Техническим результатом изобретения является возможность формирования многолучевых ДН антенных решеток с примерно постоянным уровнем КНД в каналах связи, организовываемых потребителем, при различной величине АФФ сигналов ИИ на элементах АР.

Поставленная задача решается, а требуемый технический результат достигается тем, что в известном способе-прототипе формирования многолепестковой диаграммы направленности антенной решетки (в рассматриваемом случае самофокусирующаяся адаптивная антенная решетка (СФААР)), заключающемся во взвешенном суммировании сигналов, принятых элементами антенной решетки весовым вектором, являющимся главным вектором пучка эрмитовых форм, соответствующим максимальному характеристическому числу пучка, когда в качестве второй эрмитовой формы пучка выбирается среднее значение ДН по мощности, отличающийся тем, что содержит дополнительную операцию вычисления значений индивидуальных амплитудно-фазовых распределений сигналов, создаваемых источниками излучения на элементах самофокусирующейся адаптивной антенной решетки, используемых для расчета главного вектора пучка эрмитовых форм, соответствующего максимальному характеристическому числу пучка, при этом в качестве первой эрмитовой формы пучка выбирается средний квадрат модуля суммы значений амплитуд сигналов ИИ, принимаемых с направлений, соответствующих вычисленным амплитудно-фазовым распределениям на элементах самофокусирующейся адаптивной антенной решетки.

Кроме того, требуемый технический результат достигается тем, что вектор весовых коэффициентов самофокусирующейся адаптивной антенной решетки, являющийся главным вектором пучка эрмитовых форм, соответствующий максимальному характеристическому числу пучка, определяется из формулы

,

где - вектор амплитудно-фазового распределения создаваемого сигналом m-го источника излучения на элементах самофокусирующейся адаптивной антенной решетки; - эрмитовая матрица с элементами .

Введение операции раздельной оценки АФР сигналов создаваемых ИИ на элементах АР, используемых для вычисления главного вектора пучка эрмитовых форм, соответствующего максимальному характеристическому числу пучка, позволяет обеспечить формирование многолучевой ДН антенных решеток с примерно постоянным уровнем КНД в каналах связи организовываемых потребителем, при различной величине АФФ сигналов ИИ на элементах АР. Следствием этого является расширение области применения изобретения и создание способа формирования многолучевых ДН при использовании которого в управлении АР будет поддерживаться примерно постоянный уровень ее КНД в каналах связи организовываемых потребителем, при различной величине АФФ сигналов ИИ на элементах АР.

Сущность изобретения поясняется на примере N-элементной самофокусирующейся адаптивной антенной решетки (СФААР) произвольной конфигурации содержащей N блоков приемных элементов СФААР, N блоков аналого-цифрового преобразования (АЦП), N блоков комплексного взвешивания сигналов, блок цифрового вычислителя АФР сигналов, блок цифрового вычислителя ВВК СФААР, блок N-входового сумматора. При этом выходы N блоков приемных элементов СФААР через N блоков АЦП соединены с первым входом соответствующих N блоков комплексного взвешивания сигналов. Второй вход каждого из N блоков комплексного взвешивания сигналов соединен с соответствующим выходом блока цифрового вычислителя ВВК СФААР. Группа входов блока цифрового вычислителя ВВК СФААР соединена с группой выходов блока цифрового вычислителя АФР сигналов. Выход каждого из N блоков комплексного взвешивания сигналов соединен с соответствующим входом блока цифрового вычислителя АФР сигналов, а также с соответствующим входом блока N-входового сумматора. Выход блока N-входового сумматора является выходом СФААР.

Формирование ДН в заявляемом способе осуществляется как взвешенное суммирование сигналов ИИ принятых элементами СФААР в соответствии с выражением

где - вектор сигналов ИИ, регистрируемый (принимаемый) элементами СФААР, значения которого определяются в соответствии с выражением ; Pm - мощность сигнала m-го ИИ, принимаемого СФААР; ψmn - фаза сигнала m-го ИИ на n-м элементе СФААР; - ВВК СФААР, являющийся вектор комплексных амплитуд токов возбуждения ее элементов.

В качестве энергетического показателя, характеризующего эффективность (качество) функционирования МЛ СФААР в условиях АФФ сигналов на ее апертуре рассматривается значение среднего КНД СФААР [3, с 38]. Тогда значения ВВК СФААР формирующих M ДН в направлении ИИ определяются из решения задачи максимизации энергетического показателя, в качестве которого рассматривается средний КНД антенной решетки [3, с. 40]

где - обобщенная угловая координата; θ угол, отсчитанный от нормали к АР; - вектор обобщенных угловых координат, определяемый угловыми положениями ИИ; - средняя ДН АР по мощности.

Рассмотрим значение средней ДН АР по мощности для M направлений, с которых принимаются сигналы ИИ, выражение для которого определяет числитель введенного энергетического показателя (8). С учетом (7) имеем

где - корреляционная матрица (КМ) сигналов ИИ регистрируемых (принимаемых) СФААР, являющаяся эрмитовой матрицей [4, с. 187], имеющая размерность N×N.

В выражении (9) эрмитовая форма определяет средний квадрат модуля суммы значений амплитуд сигналов ИИ, принимаемых СФААР.

В случае, когда сигналы ИИ являются узкополосными в пространственно-временном смысле [5, с. 28] стационарными случайными процессами [6, С. 65], КМ сигналов ИИ регистрируемых элементами СФААР может быть представлена в виде [7, с. 328]

где - матрица размерности M×N, составленная из векторов , характеризующих фазовое распределение (ФР) сигналов, создаваемое каждым из ИИ на приемных элементах АР; ϕmn - величина, характеризующая разность хода лучей идущих от опорного элемента АР и элемента АР с номером n в направлении m-го ИИ, вычисленная относительно опорного элемента СФААР; Σ=diag(Σmm) - диагональная матрица размерности M×M, элементы главной диагонали которой соответствуют значениям средней мощности сигналов ИИ - Pm, .

В выражении (10) матрица Σ является диагональной матрицей, элементы главной диагонали которой являются положительными вещественными числами. В силу этого матрица Σ допускает разложение [4, 193]

Σ=Σ1/2Σ1/2,

где - диагональная матрица размерности M×M, элементы главной диагонали которой , соответствуют средним амплитудам сигналов принятых СФААР , .

Тогда, используя замену переменных , а также правило эрмитового сопряжения произведения двух матриц [4, 188] C+D+=(DC)+, где C, D - произвольные согласующиеся матрицы [4, 175], формула (10) легко преобразуется к виду

где - вектор значений АФР формируемых сигналами ИИ на элементах СФААР, элементы которого вычисляются в соответствии с выражением .

Рассмотрим знаменатель формулы (8). С учетом (7), он может быть преобразован к виду

где - эрмитовая матрица размерности N×N, элементы bmn которой определяются выражением .

Подставляя (9), (12) в (7) и учитывая, что матрицы R, B эрмитовы, запишем выражение для рассматриваемого энергетического показателя, как отношение эрмитовых форм

определяющих пучок эрмитовых форм R-GB [8, 301], который является регулярным [8, 301], т.к. эрмитовая форма положительно определена [8, с. 300], что обусловлено ее физическим смыслом.

Эрмитовая форма , стоящая в числителе формулы (13), является первой эрмитовой формой энергетического показателя G, значение которой соответствует значению в формуле (8). С учетом формулы (9), эрмитовая форма является средним квадратом модуля взвешенной суммы амплитуд сигналов принимаемых СФААР с направлений, определяемых вектором Ψ0. Т.е. вектором Ψ0, являющимся вектором фазовых распределений создаваемых сигналами ИИ на элементах СФААР.

Эрмитовая форма , стоящая в знаменателе формулы (13), является второй эрмитовой формой энергетического показателя G, значение которой определяется средней мощностью излучений, принятых СФААР в диапазоне углов Δθ=-90°…90° отсчитываемых от нормали к антенне.

Тогда задача определения ВВК СФААР, обеспечивающий формирование многолучевой ДН с максимальным КНД в условии АФФ сигналов на элементах АР, формулируется как задача максимизации среднего КНД антенной решетки, определяемого формулой (13) на векторе

где - область значений вектора .

Решение задачи оптимизационной задачи определяемой выражением (14), (нахождение максимума показателя G отношения, определяемого формулой (13)) достигается на векторе являющимся собственным вектором матрицы R - μB, где μ - вещественное число [8, с. 301], который соответствует ее максимальному собственному числу - μmax. Тогда значение Gmax, являющееся значением максимального КНД рассматриваемой СФААР совпадает со значением максимального собственного числа μmax. В этом случае вектор определяется из уравнения , которое может быть решено одним из известных способов, например QR-разложением [9, с. 225].

Однако, если матрица R допускает представление в виде , то собственный вектор соответствующий μmax равен [10]

Вектор входящий в формулу (15), определяется значениями АФР создаваемых сигналами ИИ на элементах СФААР и может быть вычислен одним из известных способов, например, с использованием параметрического представления КМ входного сигнала СФААР [11].

Таким образом ВВК , обеспечивающий формирование МЛ ДН СФААР с максимальным значением КНД в условиях АФФ сигналов ИИ, формируется по вычисленным значениям индивидуальных АФР сигналов, создаваемых ИИ на элементах СФААР и является главным вектором пучка эрмитовых форм соответствующий максимальному характеристическому числу пучка.

Заявляемый способ формирования МЛ ДН СФААР поясняется чертежами, представленными на фиг. 1-4.

На фиг. 1 представлена электрическая структурная схема СФААР произвольной конфигурации, реализующей заявляемый способ формирования МЛ ДН.

На фиг. 2 представлены результаты расчета ДН СФААР в соответствии с заявляемым способом формирования МЛ ДН.

На фиг. 3 представлены результаты расчета ДН СФААР в соответствии с заявляемым способом формирования МЛ ДН и способом-прототипом при ρ=λ/3 и α=0,27рад2.

На фиг. 4 представлены результаты расчета ДН СФААР в соответствии с заявляемым способом формирования МЛ ДН и способом-прототипом при ρ=λ/3 и α=0,64рад2.

Цифрами на фиг. 1 обозначены:

1 - блок приемного элемента СФААР;

2 - блок аналого-цифрового преобразования;

3 - блок комплексного взвешивания сигналов;

4 - блок цифрового вычислителя АФР сигналов;

5 - блок цифрового вычислителя ВВК СФААР;

6 - блок N-входового сумматора.

Самофокусирующаяся адаптивная антенная решетка произвольной конфигурации (см. фиг. 1), реализующая заявляемый способ формирования многолучевой диаграммы направленности, содержит N блоков 1 приемных элементов СФААР, N блоков 2 АЦП, N блоков 3 комплексного взвешивания сигналов, блок 4 цифрового вычислителя АФР сигналов, блок 5 цифрового вычислителя ВВК СФААР, блок 6 N-входового сумматора. При этом выходы N блоков 1 приемных элементов СФААР через N блоков 2 АЦП соединены с первым входом соответствующих N блоков 3 комплексного взвешивания сигналов. Второй вход каждого из N блоков 3 комплексного взвешивания сигналов соединен с соответствующим выходом блока 5 цифрового вычислителя ВВК СФААР. Группа входов блока 5 цифрового вычислителя ВВК СФААР соединена с группой выходов блока 4 цифрового вычислителя АФР сигналов. Выход каждого из N блоков 3 комплексного взвешивания сигналов соединен с соответствующим входом блока 4 цифрового вычислителя АФР сигналов, а также с соответствующим входом блока 6 N-входового сумматора. Выход блока 6 N-входового сумматора является выходом СФААР.

Блок 1 приемного элемента СФААР предназначен для приема (регистрацию) СВЧ-сигнала ИИ, может быть выполнен в виде печатной антенны [13, с.268].

Блок 2 аналого-цифрового преобразования предназначен для преобразование принятого СВЧ-сигнала в цифровую форму, может быть выполнен, например, на базе субмодуля ADM214x10M [14].

Блок 3 комплексного взвешивания сигналов предназначен для умножение цифровых сигналов представленных в комплексной форме поступающих на его соответствующие входы в соответствии с выражением

где x0 - цифровой сигнал на выходе блока комплексного взвешивания сигналов, x1 - цифровой сигнал на первом входе блока комплексного взвешивания сигналов, x2 - цифровой сигнал на втором входе блока комплексного взвешивания сигналов, может быть выполнен в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, с. 34].

Блок 4 цифрового вычислителя АФР сигналов предназначен для вычисления МП-оценок, векторов АФР сигналов ИИ в соответствии с выражением

где - МП-оценка вектора, характеризующего ФР создаваемое сигналом m-го ИИ на элементах СФААР; - МП-оценка фазы сигнала m-го ИИ на n-м элементе СФААР отсчитанная относительно опорного сигнала; -МП-оценка средней мощности сигнала m-го ИИ на апертуре АР; - знак МП-оценки, вычисляемого, например, с использованием МП-оценок компонент , Σ параметрического представления КМ сигнала, принимаемого АР [7, с. 328]

где - матрица размерности M×N, составленная из векторов rm, характеризующих ФР сигналов, создаваемое каждым из ИИ на приемных элементах АР; Σ=diag (Σmm) - диагональная матрица размерности M×M элементы главной диагонали которой соответствуют значениям средней мощности сигналов ИИ - Pm, ; - мощность внутреннего шума приемных устройств СФААР; I - единичная матрица размерности N×N, алгоритм работы которого соответствует, например, методу наискорейшего спуска [12, с. 130]

где νi, - константа, определяющая размер шага алгоритма; - матрица размерности N×N, являющаяся МП-оценкой КМ входного сигнала; - обозначение следа матрицы [4, с. 190], может быть реализован на базе цифрового процессора обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, с. 34].

Блок 5 цифрового вычислителя ВВК СФААР осуществляет вычисление МП-оценки вектора весовых коэффициентов СФААР в соответствии с выражением

может быть реализован на базе цифрового процессора обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, с. 34].

Блок 6 N-входовый сумматор, осуществляет суммирования комплексных цифровых сигналов поступающих на его входы в соответствии с правилом:

где x0 - цифровой сигнал на выходе N-входового сумматора; xn, - пространственные отсчеты поступающего цифрового сигнала, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, c. 34].

Работа СФААР, функционирующая по предложенному способу иллюстрируется чертежами фиг. 1. Сигналы М источников излучения принимаются каждым из N блоков 1 приемных элементов СФААР, оцифровываются в соответствующих блоках 2 АЦП и поступают в блок 4 цифрового вычислителя АФР сигналов, формируемых ИИ на элементах СФААР. В блоке 4 вычисляется раздельная оценка векторов АФР создаваемых сигналами ИИ на элементах СФААР. Вычисленные оценки векторов АФР сигналов каждого из ИИ поступают в блок 5 цифрового вычислителя ВВК СФААР который, в соответствии с формулой (15), вычисляет ВВК, значения элементов которого поступают на вторые входы соответствующих N блоков 3 комплексного взвешивания сигналов. Одновременно с этим на первые входы каждого из N блоков 3 комплексного взвешивания сигналов поступают оцифрованные в соответствующих N блоках 2 АЦП значения входного сигнала принятого соответствующими блоками 1 элементов СФААР. Взвешенные ВВК в N блоках 3 сигналы принятые N блоками 1 и оцифрованные в N блоках 2 поступают на соответствующие входы блока 6 N-входового сумматора. В результате на выходе блока 6 N-входового сумматора формируется диаграмма направленности D(ψ) имеющая M главных лепестков (лучей) с относительным уровнем , .

На фиг. 2-4 приведены результаты расчета ДН по мощности линейной СФААР с изотропными элементами, подтверждающие работоспособность заявленного способа формирования многолучевой ДН. Расчет ДН проводился для СФААР с числом элементов равным двадцати N=20 при шаге решетки составляющим половину длины волны излучения d=λ/2. Источники излучения находились в дальней зоне дифракции и создавали на элементах СФААР сигналы с флуктуирующим фазовым фронтом.

На фиг. 2 приведены результаты расчета ДН при ρ=λ/3, α=0,27 рад2, когда ВВК СФААР вычислялся в соответствии с формулой (15) - заявляемый способ. Непрерывной линией показан результат расчета однолучевой ДН, когда ИИ располагался под углом θ3=40° относительно нормали к АР. Пунктирной линией показан результат расчета двухлучевой ДН когда ИИ располагались под углами θ1=-30°, θ2=0°.

На фиг. 3 приведены результаты расчета двухлучевой ДН при ρ=λ/3, α=0,27 рад2 при формировании ВВК в соответствии с формулой (3) - штрихпунктирная линия и в соответствии с формулой (15) - непрерывная линия (расчет ВВК в соответствии с формулой (3) соответствует способу-прототипу, а расчет ВВК в соответствии с формулой (15) - заявляемому). Источники излучения располагались под углами θ1=-30°, θ2=0°.

На фиг. 4 приведены результаты расчета двухлучевой ДН при ρ=λ/3, α=0,64 рад2 при формировании ВВК в соответствии с формулой (3) - пунктирная линия и в соответствии с формулой (15) - непрерывная линия. Источники излучения располагались под углами θ1=-30°, θ2=0°.

Из представленных результатов следует, что заявляемый способ обеспечивает формирование многолучевой ДН в условиях АФФ сигналов на элементах СФААР. Наличие АФФ сигналов на элементах АР приводит к уменьшению значения ее КНД, при формировании многолучевой ДН в соответствии с формулой (3) по отношении к значению КНД СФААР, многолучевая ДН которой формируется в соответствии с формулой (15). Так, увеличении дисперсии АФФ сигналов на элементах АР с значения α=0,27 рад2 до значения α=0,64 рад2, приводит к уменьшению величины ее КНД на ~17,5% при формировании многолучевой ДН в соответствии с формулой (3), по сравнению со значением КНД СФААР, многолучевая ДН которой формировалась в соответствии с формулой (15). При этом, как следует из представленных результатов, изменение характеристик АФФ сигналов на элементах СФААР не приводит к изменению величины ее КНД, когда многолучевая ДН формируется в соответствии с формулой (15), т.е. заявляемый способ обеспечивает формирование ДН СФААР с КНД, практически не зависящим от величины АФФ сигналов на ее элементах.

Таким образом, введение новой операции по оценке АФР сигналов на элементах АФР, проявившееся в том, что при определении главного вектора пучка эрмитовых форм соответствующего его максимальному значению используются оценки АФР сигналов ИИ, а в качестве первой эрмитовой формы пучка выбирается взвешенная сумма значений средней ДН по мощности, вычисленная на основе оценок векторов АФР создаваемых сигналами ИИ на элементах АР, позволяет обеспечить формирование многолучевых ДН АР с примерно постоянным уровнем КНД в каналах связи организованных потребителем, при различной величине АФФ сигналов ИИ на элементах АР, т.е. достичь технического результата. В свою очередь обеспечение возможности формирование многолучевых ДН в АР с примерно постоянным уровнем КНД в каналах связи организованных потребителем, при различной величине АФФ сигналов ИИ на элементах АР, позволяет расширить область практического применения заявленного способа в управлении АР с относительными пространственными размерами существенно превышающими единицу и, как следствие, решить поставленную задачу.

Источники информации

1. Зелкин Е.Г. Методы синтеза антенн / Е.Г. Зелкин, В.Г. Соколов. - М.: Сов. радио, 1980. - 296 с.

2. RU 2249890, C1, H01Q 3/26, 10.04.2005.

3. Шифрин Я.С. Вопросы статистической теории антенн / Я.С. Шифрин. - М.: Сов. радио, 1970. - 384 с.

4. Анго Андре. Математика для электро- и радиоинженеров / Андре Анго М.: Изд. Наука, 1965. - 780 с.

5. Кремер И.Я. Пространственно-временная обработка сигналов / И.Я. Кремер, А.И. Кремер, В.М. Петров и др., под ред. И.Я. Кремера. - М.: Радио и связь, 1984. - 224 с.

6. Тихонов В.И. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем / В.И. Тихонов, В.Н. Харисов. - М.: Радио и связь, 2004. - 608 с.

7. Ширман Я.Д. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех / Я.Д. Ширман, В.Н. Манжос. - М.: Радио и связь, 1981. - 416 с.

8. Гантмахер Ф.Р. Теория матриц / Ф.Р. Гантмахер. - М.: Наука, 1988. - 552 с.

9. Воеводин В.В. Матрицы и вычисления / В.В. Воеводин, Ю.А. Кузнецов. - М.: Наука, 1984. - 320 с.

10. Cheng, D.K. Optimization Techniques For Antenna Arrays / D.K. Cheng // Proc. IEEE, 1971. - v. 59. - №12. - P. 1664-1674.

11. Зайцев А.Г. Разделение сигналов на основе параметрических моделей / А.Г. Зайцев, С.В. Ягольников // Сборник научных трудов Тверского регионального отделения Академии военных наук. - 2006. - №1(11). - С. 38-43.

12. Монзинго Р.А. Адаптивные антенные решетки. Введение в теорию / Р.А. Монзинго, Т.У. Миллер. - М.: Радио и связь, 1986. - 448 с.

13. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток / под ред. Д.И. Воскресенского. М.: Радиотехника. - 2003. - 631 с.

14. www.insys.ru, info@insys.ru, ЗАО "Инструментальные системы".

15. Остапенко А.Г. Цифровые процессоры обработки сигналов: Справочник. / А.Г. Остапенко, С.И. Лавлинский, А.Б. Сушков и др., - М.: Радио и связь, 264 с. - 1994.

16. ГОСТ 24375-80 Радиосвязь. Термины и определения.

1. Способ формирования многолучевой диаграммы направленности самофокусирующейся адаптивной антенной решетки, заключающийся во взвешенном суммировании сигналов, принятых элементами антенной решетки весовым вектором, являющимся главным вектором пучка эрмитовых форм, соответствующим максимальному характеристическому числу пучка, когда в качестве второй эрмитовой формы пучка выбирается среднее значение диаграммы направленности ДН по мощности, отличающийся тем, что содержит дополнительную операцию вычисления значений индивидуальных амплитудно-фазовых распределений сигналов, создаваемых источниками излучения на элементах самофокусирующейся адаптивной антенной решетки, используемых для расчета главного вектора пучка эрмитовых форм, соответствующего максимальному характеристическому числу пучка, при этом в качестве первой эрмитовой формы пучка выбирается средний квадрат модуля суммы значений амплитуд сигналов источников излучения ИИ, принимаемых с направлений, соответствующих вычисленным амплитудно-фазовым распределениям на элементах самофокусирующейся адаптивной антенной решетки.

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что вектор весовых коэффициентов самофокусирующейся адаптивной антенной решетки, являющийся главным вектором пучка эрмитовых форм, соответствующий максимальному характеристическому числу пучка, определяется из формулы

,

где - вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го источника излучения на элементах самофокусирующейся адаптивной антенной решетки; - эрмитовая матрица с элементами .



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области антенной техники. Особенностью заявленного способа определения диаграммы направленности фазированной антенной решетки является то, что задают набор направлений луча, охватывающий область видимости фазированной антенной решетки, плоскость раскрыва фазированной антенной решетки, электрические длины от элементов которой до входа измерительной аппаратуры произвольны, располагают под углом относительно фронта плоской электромагнитной волны, изменяя с помощью фазовращателей сдвиги фаз сигналов, проходящих через элементы фазированной антенной решетки, устанавливают луч фазированной антенной решетки в одно из направлений набора, измеряют амплитуду и фазу сигнала, затем операции повторяют, каждый раз устанавливая луч фазированной антенной решетки последовательно в остальные направления, амплитуды сигнала, измеренные при каждом направлении луча, умножают на заранее определенные для этих направлений амплитуды сигнала от одного элемента в составе фазированной антенной решетки, а фазы сигнала, измеренные при каждом направлении луча, складывают с заранее определенными для этих направлений фазами сигнала от одного элемента в составе фазированной антенной решетки.

Изобретение относится к области радиотехники и связи. Особенностью заявленного способа обработки сигналов в модульной адаптивной антенной решетке при приеме коррелированных сигналов и помех является то, что сигналы, соответствующие ответвленной части мощности, преобразуют в М сигналов, в которых исключена составляющая полезного сигнала, выполняют с учетом информации о диаграммах направленности модулей такое изменение М преобразованных сигналов в Ма помеховых сигналов, чтобы комплексные амплитуды составляющих помех в них приближались к комплексным амплитудам помех в выходных сигналах соответствующих модулей, а с помощью полученных Ма сигналов формируют ковариационную матрицу помех А размером Ма×Ма, находят оптимальный для модульной адаптивной антенной решетки по критерию максимума отношения сигнал/(помеха+шум) вектор комплексных весовых коэффициентов, сигналы, соответствующие прошедшей части мощности, суммируют в Ма модулях с заданными комплексными весовыми коэффициентами.

Антенна // 2605944
Изобретение относится к области техники сверхвысоких частот. Особенностью заявленной антенны является то, что в нее дополнительно введен идентичный отрезок коаксиальной линии, расположенный перпендикулярно той же широкой стенке волновода и соединенный с ним идентично первому отрезку, при этом для обеспечения согласования с волноводом оба отрезка смещены от оси симметрии его широкой стенки к его узкой стенке, расстояние между погруженными во внутриволноводное пространство нижними концами внутренних проводников отрезков равно половине длины волны в волноводе, а удаленные концы излучающих проводников соединены гальванически с верхними концами внутренних проводников отрезков, верхние концы наружных проводников которых разомкнуты.

Настоящее изобретение относится к области систем радиосвязи, более конкретно к устройствам систем радиосвязи, содержащим антенну с возможностью электронного управления лучом.

Изобретение относится к области радиосвязи. Заявлены антенная система и базовая станция, содержащая данную антенную систему; причем особенностью заявленной антенной системы является то, что модуль массива TRX выполнен с возможностью передавать сигналы передачи во входной порт модуля матрицы Батлера; модуль матрицы Батлера выполнен с возможностью генерировать первые сигналы посредством обработки сигналов передачи и передавать первые сигналы во входные порты модуля фидерной сети через выходные порты модуля матрицы Батлера; а модуль фидерной сети выполнен с возможностью генерировать вторые сигналы посредством обработки первых сигналов и передавать вторые сигналы в модуль массива антенных элементов через выходные порты модуля фидерной сети; модуль матрицы Батлера выполнен так, что сигналы, подаваемые на первый входной порт и второй входной порт модуля матрицы Батлера, представляют собой разные сигналы передачи, а сигналы, выводимые из выходных портов с первого по четвертый модуля матрицы Батлера, представляют собой первые сигналы, соответствующие упомянутым разным сигналам передачи.

Изобретение относится к антенной технике. Техническим результатом является формирование провалов в диаграммах направленности (ДН) плоских фазированных антенных решеток (ФАР) в нескольких заданных направлениях, имеющих угловые координаты в сферической системе кординат.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к средствам приема и передачи радиоволн. Приемо-передающий модуль активной фазированной антенной решетки содержит передающий и приемный каналы, первое, второе и третье направленное устройство разделения падающей и отраженной мощностей, защитное устройство, выпрямитель, согласованную нагрузку, обратноходовой преобразователь.

Использование: для формирования компенсационной диаграммы направленности в плоской антенной решетке. Сущность изобретения заключается в том, что осуществляют прием сигналов антенными элементами плоской антенной решетки с электронным сканированием лучом и суммируют их, формируя остронаправленную сканирующую диаграмму направленности плоской антенной решетки с использованием выбранных комплексных амплитуд антенных элементов с учетом требуемого превышения уровня компенсационной диаграммы направленности над уровнем боковых лепестков остронаправленной сканирующей диаграммы направленности.

Изобретение относится к полосковой СВЧ антенной технике, в частности к распределительной системе для фазированной антенной решетки. Технический результат - формирование оптимальных амплитудных распределений для суммарной и разностной диаграмм направленности (ДН), возможность реализации в сантиметровом и дециметровом диапазонах длин волн.

Изобретение относится к радиолокации, точнее к фазированным антенным решеткам (ФАР) СВЧ диапазона, и может быть использовано в пассивной и активной радиолокации для осуществления непрерывного параллельного контроля пространства.
Наверх