Способ аналого-цифрового преобразования

Изобретение относится к вычислительной и измерительной технике и может быть использовано в информационно-измерительных системах и приборах с цифровой обработкой информации. Технический результат заключается в расширении динамического диапазона измерения. Технический результат достигается за счет способа аналого-цифрового преобразования, который включает подачу преобразуемого сигнала на первый вход первого и второго сумматоров и подачу опорных сигналов а0 и b0 на вторые входы сумматоров, при этом подают сигнал с выхода первого сумматора, равный (X+a0), на измерительный вход блока сравнения и формирования выходного кода, а сигнал с выхода второго сумматора, равный (b1X+b0), подают на опорный вход блока сравнения и формирования выходного кода, осуществляют в блоке сравнения и формирования выходного кода регулирование сигнала (b1X+b0) до момента его равенства с сигналом (X+a0). 1 ил.

 

Изобретение относится к вычислительной и измерительной технике и может быть использовано в информационно-измерительных системах и приборах с цифровой обработкой информации.

Известен способ аналого-цифрового преобразования, в котором измеряемую величину сравнивают с величиной, воспроизводимой мерой, варьируя величину, воспроизводимую мерой, с помощью АЦП с линейной шкалой квантования [П.П. Орнатский. Автоматические измерения и приборы. Киев.: Вища школа, 1980. 560 с].

Недостатком этого способа является то, что при линейной измерительной шкале относительная погрешность квантования изменяется обратно пропорционально измеряемой величине. Большая неравномерность изменения относительной погрешности квантования линейной шкалы ограничивает диапазон измерения.

Известен способ аналого-цифрового преобразования [патент СССР №1336240, Н03М 1/48 Способ аналого-цифрового преобразования / О.А. Цыбульский. Заявл. 26.08.85. Опубл. 07.09.87. Бюл. 33], в котором на измерительном входе АЦП формируют сигнал в виде первой линейной комбинации измеряемого и опорных сигналов, на опорном входе АЦП формируют сигнал в виде второй линейной комбинации измеряемого и опорных сигналов, сравнивают с помощью АЦП с линейной шкалой квантования сигналы на измерительном и опорном входах и рассчитывают результат измерения по формуле

где a0, a1, b0, b1 - постоянные масштабные коэффициенты;

X - измеряемая величина; К - выходной код.

Для получения шкалы, обеспечивающей наибольший диапазон измерений при заданной максимально допустимой погрешности квантования, должно быть выполнено условие равенства граничных относительных погрешностей квантования

где Хн и Хв соответственно нижняя и верхняя границы диапазона измерения.

Соотношение (2) оптимально, когда предельная относительная погрешность измерения постоянна вдоль диапазона. Но в реальных приборах предельная относительная погрешность измерения изменяется неравномерно по диапазону. Соответственно, граничные погрешности требуемой шкалы квантования могут значительно отличаться.

Данный способ ограничивает возможность согласования полосы погрешности квантования с полосой предельной погрешности прибора, что приводит к уменьшению динамического диапазона измерения.

Задачей предлагаемого технического решения является расширение динамического диапазона измерения.

Для этого в способе аналого-цифрового преобразования, включающем подачу преобразуемого сигнала на первый вход первого и второго сумматоров и подачу опорных сигналов а0 и b0 на вторые входы сумматоров, подают сигнал с выхода первого сумматора, равный (X+a0), на измерительный вход блока сравнения и формирования выходного кода, а сигнал с выхода второго сумматора, равный (b1X+b0), подают на опорный вход блока сравнения и формирования выходного кода, осуществляют в блоке сравнения и формирования выходного кода регулирование сигнала (b1X+b0) до момента его равенства с сигналом (X+a0), а измеренное значение X рассчитывают по формуле

где: -a0, b0, b1, - постоянные масштабные коэффициенты;

X - измеряемая величина;

К - выходной код блока сравнения и формирования выходного кода.

Выполнение условия (2) обеспечивает равенство граничных относительных погрешностей шкалы квантования в уравнении измерения (3). Реальная же полоса предельной относительной погрешности широкодиапазонных приборов имеет, как правило, неравные граничные погрешности. Поэтому выполнение условия (2) приведет к ограничению диапазона измерения при неравных граничных погрешностях диапазона измерения.

Как известно, наиболее общим законом, нормирующим полосу предельной абсолютной погрешности широкодиапазонного измерительного прибора, является трехчленная формула [Цыбульский О.А. Критерий для обобщенной оценки широкодиапазонного прибора по точности и диапазону измерений // Измерительная техника. - 2014. - №5. - С. 5-7].

где X, Хн, Хв - соответственно текущее значение измеряемой величины, нижняя и верхняя границы диапазона измерения;

δм - мультипликативная составляющая относительной погрешности.

δаан - составляющая относительной погрешности, определяемая аддитивной погрешностью измерения;

δггв - составляющая относительной погрешности, определяемая погрешностью нелинейности (гиперболической) Δг при Х=Хв.

Несоответствие закона изменения предельной погрешности измерения (4) и полосы погрешности квантования с равными граничными погрешностями приводит к ограничению диапазона измерения.

Чтобы исключить этот недостаток, необходимо, чтобы полоса погрешности квантования имела тот же закон изменения по диапазону, что и полоса предельной погрешности (4). Если задать погрешность квантования не меньше суммы прочих погрешностей (например, δХк=0,5δХ), то можно полагать, что ни один квант такого прибора не будет избыточным. Если полоса предельной относительной погрешности прибора нормирована выражением (4), то полоса погрешности квантования такого прибора должна соответствовать выражению

В этом случае АЦП будет иметь минимально необходимое число квантов, обеспечивающее требуемую полосу погрешности квантования (5).

В работе [Цыбульский О.А. Критерий для обобщенной оценки широкодиапазонного прибора по точности и диапазону измерений // Измерительная техника. - 2014. - №5. - С. 5-7] решалась задача определения уравнения измерения широкодиапазонного прибора, погрешность квантования которого изменяется вдоль диапазона по тому же закону, что и полоса предельной погрешности прибора. Это условие без избыточного квантования.

Для решения этой задачи применен метод трансформации шкалы аналого-цифрового преобразователя. Согласно этому методу, для того чтобы аналого-цифровой преобразователь, у которого цена деления ΔК выходного кода К изменяется по закону ΔК=ψ(К), имел шкалу измеряемой величины Х, цена деления которой изменяется по закону ΔХ=ϕ(Х), уравнение измерения должно иметь вид

где Хн и Кн - соответственно, нижние граничные значения измеряемой величины X и выходного кода К.

Для полосы квантования (5) цена деления ΔX изменяется по закону

Для выходного кода линейного АЦП цена деления ΔК постоянна

Подставляя выражения (8) и (7) в (6), получим, что для того, чтобы полоса погрешности погрешности квантования X изменялась по тому же закону, что и предельная погрешность (4), необходимо, чтобы уравнение измерения имело дробно-линейный вид (3).

При этом, если выполняется неравенство

то выходной код К АЦП должен иметь цену деления, изменяющуюся по экспоненциальному закону.

- выходной код экспоненциальной шкалы. N=1, 2 … Nв

В частном случае, при условии

выходной код К АЦП должен иметь цену деления ΔК постоянную по диапазону, где - выходной код с линейной аддитивной шкалой квантования, N=0, 1, 2 … Nв.

В реальных приборах полоса предельной погрешности, как правило, соответствует условию (9). В то время как выполнение условия (10) соответствует всем полосам квантования, получаемым на базе шкалы с постоянной ценой деления, т.е. на базе линейных АЦП. При условии (10) полоса погрешности квантования прибора с уравнением измерения (3) и с АЦП с постоянной ценой деления АДГ имеет вид

δХкл - полоса погрешности квантования прибора с уравнением измерения (3) и АЦП с постоянной ценой деления ΔК;

Хн, Хв - соответственно нижняя и верхняя границы диапазона измерения.

δал и δгл - аддитивная и гиперболическая составляющие полосы погрешности квантования при применении АЦП с линейной шкалой К.

Применение экспоненциального АЦП в уравнении измерения (3) является оптимальным для построения требуемой полосы погрешности квантования с использованием наименьшего количества квантов. Однако АЦП с экспоненциальной шкалой квантования существенно уступают по своим технико-экономическим характеристикам АЦП с линейной шкалой. Учитывая одинаковость уравнения измерения (3) для обоих условий (9) и (10), а также близость выражений (5) и (11) для погрешности квантования, целесообразно аппроксимировать полосу погрешности квантования (5) полосой (11), заменив в уравнении (3) АЦП с экспоненциальной шкалой К на АЦП с линейной шкалой К.

Подставив (8) и (7), при условии (10), в уравнение (6), получим после преобразований дробно-линейное уравнение измерения, в котором применяется АЦП с линейной шкалой К.

где выходной код с линейной аддитивной шкалой квантования, N=0, 1, 2 … Nв;

Значения аддитивной и гиперболической составляющих для полосы (11) определяем приравняв в граничных точках диапазона измерения δХн и δXв погрешности квантования (5) и (11).

где: - динамический (относительный) диапазон измерений,

δХн, δХв - соответственно относительные погрешности в нижней и верхней границах диапазона измерения.

Представим выражение (3) в виде уравнения измерения

Сопоставляя коэффициенты (15) с соответствующими коэффициентами (12), получим соотношения

Уравнение (12) соответствует общему виду дробно-линейного уравнения измерения (15) и реализует полосу погрешности квантования (11), аппроксимирующую полосу погрешности квантования (5). А выражение для погрешности квантования (11) соответствует общему выражению для погрешности квантования [2].

В отличие от общих выражений (15) и (17) коэффициенты уравнений (11) и (12) однозначно связаны со всеми параметрами, определяющими вид и значение шкалы квантования.

Из (15) и (17) следует, что отличие характеристики преобразования и характеристики квантования дробно-линейного АЦ преобразования от соответствующих характеристик линейного АЦ преобразования определяется неравенством нулю коэффициента b1≠0. При дробно-линейном АЦ преобразовании равномерная полоса абсолютной погрешности квантования линейного АЦП трансформируется при b1≠0 в параболу, параметры которой определяются отношением коэффициентов и границами диапазона измерения.

Запишем отношение коэффициентов в уравнении (12)

В частном случае, при условии равенства граничных относительных погрешностей квантования, из (18) следует выражение (2).

Для определения динамического диапазона измерения АЦП с уравнением измерения (12) воспользуемся выражением, связывающим между собой относительные погрешности квантования в нижней границе диапазона измерения δXн и верхней границе диапазона измерения δXв с динамическим диапазоном и числом квантов Nв АЦП с линейной шкалой К [Патент СССР №1336240, Н03М 1/48 Способ аналого-цифрового преобразования / О.А. Цыбульский. Заявл. 26.08.85 Опубл. 07.09.87. Бюл. 33].

Выразив из (19) значение диапазона измерения, получим

Выражение (20) позволяет сравнивать динамические диапазоны дробно-линейных АЦП при различных значениях граничных относительных погрешностях квантования. Например, если при Nв=4096 относительная погрешность квантования в нижней границе диапазона должна быть δХв=0,02, в верхней границе диапазона должна быть δХв=0,005, то из (20) получим D=40962⋅0,02⋅0,005+2=1679.

Если же применять, как в прототипе, условие (2), то при равных граничных погрешностях квантования δХв=δХв=0,005 результирующий динамический диапазон будет в 4 раза меньше, чем в предыдущем примере D=40962⋅0,0052+2=421.

Зададим в уравнении (12) значения нижней границы диапазона измерения Хн=0,002 и верхней границы Хв=0,002⋅1679=3,358. Количество квантов шкалы Nв=4096. Подставляя значения граничных погрешностей δХн=0,02; δХв=0,005 в (13), (14), рассчитаем значения аддитивной и гиперболической составляющих в уравнении измерения (12). В результате получим уравнение дробно-линейного АЦП с динамическим диапазоном измерения 1:1679 на основе 12-разрядного линейного АЦП.

где К изменяется от 0 до 1.

В приведенном примере полоса погрешности квантования АЦП с уравнением измерения (21) стыкуется с оптимальной полосой квантования (7) по двум граничным точкам в соответствии с условием (18). В результате достигается расширение динамического диапазона измерения в 4 раза по сравнению с диапазоном прототипа при выполнении условия (2), когда стыковка осуществляется по минимальной из граничных погрешностей.

На прилагаемом рисунке представлена функциональная схема устройства, реализующая способ аналого-цифрового преобразования, позволяющий расширить динамический диапазон измерения применяемого АЦП с линейной шкалой квантования.

Устройство содержит масштабирующий преобразователь 1, первый и второй блоки сумматора, соответственно 2 и 3, блок опорных сигналов 4, блок сравнения и формирования выходного кода 5.

Преобразуемый сигнал X поступает на первый вход сумматора 2 и на масштабирующий преобразователь 1, который формирует масштабируемый сигнал с коэффициентом b1, поступающий на первый вход сумматора 3. С блока опорных сигналов на вторые входы сумматоров 2 и 3 поступают соответственно первый а0 и второй b0 опорные сигналы. Сигнал с выхода первого сумматора 2, равный (Х+а0), поступает на измерительный вход блока сравнения и формирования выходного кода 5. Сигнал с выхода второго сумматора 3, равный (b1X+b0), поступает на опорный вход блока сравнения и формирования выходного кода 5. Затем блок сравнения и формирования выходного кода 5 осуществляет регулирование сигнала (b1X+b0) до момента его равенства с сигналом(Х+а0), т.е.

(X+a0)=(b1X+b0

Результат сравнения - код К, совместно с величинами a0, b0, b1,, значения которых предварительно занесены в память блока 5, используются для расчета измеряемой величины. В качестве блока сравнения и формирования выходного кода может быть использован микроконтроллер с встроенным линейным АЦП.

Способ аналого-цифрового преобразования, включающий подачу преобразуемого сигнала на первый вход первого и второго сумматоров и подачу опорных сигналов а0 и b0 на вторые входы сумматоров, подают сигнал с выхода первого сумматора, равный (Х+а0), на измерительный вход блока сравнения и формирования выходного кода, а сигнал с выхода второго сумматора, равный (b1X+b0), подают на опорный вход блока сравнения и формирования выходного кода, осуществляют в блоке сравнения и формирования выходного кода регулирование сигнала (b1X+b0) до момента его равенства с сигналом (Х+а0), а измеренное значение X рассчитывают по формуле

X=(Kb0-a0)/(1-Kb1),

причем коэффициенты a0, b0, b1, рассчитывают по формулам

a0=-Xн;

где: - Хн, Хв - соответственно нижняя и верхняя границы диапазона измерения;

Nв - число квантов;

δXн, - относительная погрешность в нижней границе диапазона измерения;

δал и δгл - аддитивная и гиперболическая составляющие полосы погрешности квантования.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к автоматике и вычислительной технике и может быть использовано в системе контроля энергонасыщенных объектов. Техническим результатом является уменьшение погрешности за счет повышения линейности формируемых сигналов, увеличения их амплитуды и соотношения сигнал/шум.

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано для определения неизвестной структуры сверточного кодера со скоростью кодирования, равной , и кодовым ограничением, равным K, на основе анализа принимаемой кодовой последовательности.

Изобретение относится к радиолокации и может использоваться в качестве цифрового приемника для преобразования аналогового сигнала на промежуточной частоте (ПЧ) с понижением в цифровой квадратурный код.

Изобретение относится к измерительной технике, в частности к аналого-цифровому преобразованию, и может быть использовано в цифровых преобразователях угла. Техническим результатом является упрощение кодовой шкалы.

Изобретение относится к радиотехнике, служит для преобразования аналоговых знакопеременных сигналов в прямоугольные импульсы и может быть использовано при построении цифровых средств обработки сигналов и измерении их параметров.

Изобретение относится к области автоматического контроля и регулирования и может быть использовано в современном электроприводе для создания цифрового преобразователя угла.

Изобретение относится к области измерительной и вычислительной техники и может быть использовано для преобразования аналоговых электрических сигналов в цифровой код.

Способ многоабонентной радиочастотной идентификации относится к области радиотехники и может быть использован при организации идентификации одновременно нескольких объектов. Новым в способе многоабонентной радиочастотной идентификации является включение в состав транспондеров, устанавливаемых на объектах идентификации, управляемых фазовращателей. Антенной устройства считывания трансформированные по частоте и модулированные по амплитуде высокочастотные колебания вторично принимают и смешивают с исходными высокочастотными колебаниями, в результате чего на выходе смесителя получают одновременно несколько сигналов от транспондеров, при этом выделяют эти комбинационные низкочастотные составляющие разности исходных и трансформированных по частоте высокочастотных колебаний.

Изобретение относится к средствам автоматики и вычислительной техники, например, в системе контроля объектов. Технический результат заключается в повышении надежности преобразователя за счет одностороннего расположения элементов приемного и излучающего каналов относительно мультиплексирующего элемента.

Изобретение относится к области обработки изображений. Технический результат - обеспечение уменьшения смещения, включенного в цифровой сигнал, которое возникает вследствие разности между временем, когда потенциал опорного сигнала начинает изменяться во времени, и временем, когда счетчик начинает подсчет синхросигнала.

Группа изобретений относится к вычислительной технике и может быть использована для калибровки АЦП. Техническим результатом является обеспечение автоматической калибровки АЦП. Способ содержит получение значения сигнала напряжения источника опорного напряжения; преобразование значения сигнала напряжения источника опорного напряжения в значение цифрового сигнала в соответствии с заданным значением коэффициента преобразования; сравнение значения цифрового сигнала с целевым значением и корректировку значения коэффициента преобразования в соответствии с результатом сравнения, чтобы разница между значением цифрового сигнала и целевым значением находилась в допустимом пределе погрешности, при этом корректировка значения коэффициента преобразования представляет собой корректировку значения коэффициента усиления. 2 н. и 14 з.п. ф-лы, 9 ил.

Изобретение относится к области измерительной техники и может быть использовано для преобразования аналоговых электрических сигналов эквивалентно позиционному или модулярному представлению. Сущность изобретения заключается в реализации метода вычисления разности фаз гармонического колебания. Наряду с возможностью получения как позиционного, так и модулярного эквивалента входного сигнала положительным эффектом является функционирование преобразователя по произвольному основанию pi не только выбранной, но и произвольной системы остаточных классов. Технический результат выражается в возможности преобразования уровня входного сигнала пропорционально заданному модулю системы остаточных классов, а также сдвига фазы гармонического сигнала пропорционально позиционному и модулярному представлению через реализацию единого метода измерения разности фаз. 5 табл., 5 ил.

Изобретение относится к измерительной технике, в частности к следящим АЦП многоразрядных приращений, и может быть использовано для непрерывного преобразования напряжения в цифровой код для преобразователей сигналов сельсин-код, резольвер-код и магниточувствительных датчиков угла поворота и положения на основе магниторезистивных сенсоров и датчиков Холла. Техническим результатом является повышение скорости сходимости следящего АЦП и повышение его точности. Устройство содержит реверсивный счетчик, который разделен на несколько ступеней малой разрядности, каждая из которых содержит ЦАП с заданной разрядностью, делители, вычитатель, сумматор-вычитатель, дополнительный АЦП, содержащий интегратор, компаратор, элемент ИЛИ, счетчик времени срабатывания компаратора в полутактах эталонной частоты и ПЗУ. 3 ил.

Изобретение относится к области цифроаналогового преобразования и может быть использовано в устройствах преобразования цифрового кода в аналоговое напряжение. Техническим результатом является повышение точности цифроаналогового преобразования, уменьшение количества слагаемых опорных напряжений, уменьшение диапазона значений опорных напряжений. Способ достигается за счет того, что используют K коммутаторов с DKN…DK1 информационными входами и ΑKΜ…ΑΚ1 адресными входами, 2M-1 контактов с опорными напряжениями, а также K-1 усилителей и сумматор напряжений, при котором для цифроаналогового преобразования цифрового кода XL…X1 задают 2М-1 опорных напряжений, соответствующих комбинациям старших разрядов XL…XL-M+1 цифрового кода XL…X1, при которых остальные разряды XL-M…X1 равны «0», после чего контакты опорных напряжений последовательно подключают к информационным входам DKN…DK2 коммутаторов таким образом, что контакт с наибольшим напряжением подключают к старшим информационным входам DKN коммутаторов, выходы коммутаторов K-1, …, 1 соединяют с усилителями, которым задают соответствующие коэффициенты передачи 1/2М, 1/22М, …, 1/2М(K-1), при этом выход первого коммутатора, а также выходы усилителей соединяют с сумматором напряжений, после этого разделяют входную шину FL…F1 на K групп контактов FKL…FKL-M+1, FK-1L-M…FK-1L-2M+1, …, F1M…F11, которые последовательно подключают к адресным входам коммутаторов K, K-1, …, 1 таким образом, что контакт старшего разряда цифрового кода группы подключают к старшему адресному входу соответствующего коммутатора. 1 з.п. ф-лы, 1 ил.

Изобретение относится к области автоматики и вычислительной техники. Техническим результатом является повышение точности преобразования угла в код без использования внешнего эталона. В способе для контроля преобразователя формируют разность выходного и второго выходного кодов, по которой контролируют точность преобразования. Для этого вал датчиков устанавливают с шагом 360°/(p1⋅p2) в расчетные положения по значениям второго кода угла, а не по значениям эталона, в этих положениях фиксируют значения первого кода угла, находят приращения первого кода угла при повороте на р2 шагов, формируют первую поправку как сумму пространственных гармоник погрешности первого датчика для угла, соответствующего первому коду угла, формируют выходной код, прибавляя первую поправку к первому коду угла. Для формирования второго выходного кода угла находят приращения первого кода угла при повороте вала на p1 шагов, формируют вторую поправку как сумму пространственных гармоник погрешности второго датчика для угла, соответствующего второму коду угла, формируют второй выходной код, прибавляя вторую поправку к второму коду угла, и используют разность выходного и второго выходного кодов для контроля точности преобразования. 1 ил.

Группа изобретений относится к измерительной технике. Технический результат - обеспечение заданной точности аналого-цифрового преобразования за счет обеспечения контролируемого уменьшения или исключения погрешности дискретного представления сигнала путем управления частотой дискретизации. Для этого предложен способ аналого-цифрового преобразования с управлением частотой дискретизации аналогового сигнала по контролю изменчивости цифрового сигнала, который заключается в том, что сигналы управления на повышение и понижение частоты дискретизации устанавливают после сравнения с заданным допустимым значением амплитуды гармоники на частоте Найквиста, полученной цифровой фильтрацией одной гармоники из последовательности N цифровых отсчетов сигнала с выхода аналого-цифрового преобразователя. Причем задаваемые извне число N отсчетов цифрового фильтра и допустимое значение амплитуды гармоники на частоте Найквиста устанавливают априорно при рациональном выборе значения допустимой погрешности от элиайзинга и значения интенсивности потока отсчетов на основании данных о модели спектра типовых преобразуемых сигналов, а также предложено устройство для осуществления указанного способа. 2 н.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к области радиотехники, электросвязи, информационно-измерительной техники и может применяться для нелинейного цифроаналогового преобразования сигналов разной точности и сложности. Технический результат - оптимизация построения нелинейного гибридного цифроаналогового преобразователя с улучшенными метрологическими и техническими характеристиками. Достигается за счет применения сплайновой аппроксимации n-го порядка с разбиением на i количество интервалов, позволяющего получить наиболее точный гибридный функциональный ЦАП с повышенным быстродействием. Гибридный функциональный ЦАП содержит n последовательно соединенных линейных умножающих ЦАП для задания n-го порядка сплайна, к цифровым входам которых подключен кодопреобразователь, и параллельно им n+1 линейных умножающих ЦАП, соединенных по цифровым линиям с кодопреобразователем для задания переменных коэффициентов сплайна с учетом знаков. Коэффициенты сплайна рассчитываются по общеизвестным математическим методикам в зависимости от количества интервалов аппроксимации. 2 з.п. ф-лы, 2 ил., 3 табл.

Изобретение относится к автоматике, телемеханике и вычислительной технике и может быть использовано в телеметрических системах с времяимпульсной модуляцией (ВИМ). Технический результат заключается в повышении надежности работы цифрового преобразователя. Технический результат достигается за счет цифрового преобразователя код-временной интервал, который содержит первое запоминающее устройство, первый счетчик временных интервалов, первый и второй логические элементы И, первый триггер, второй, третий, четвертый, пятый, шестой триггеры, первый, второй, третий логические элементы ИЛИ, первый и второй счетчики адреса, счетчик защитного интервала времени, первый, второй, третий, четвертый, пятый, шестой, седьмой элементы НЕ, первый, второй, третий, четвертый, пятый, шестой буферные элементы, третий, четвертый, пятый, шестой, седьмой, восьмой логические элементы И, второе запоминающее устройство, первый и второй резисторы, второй счетчик временного интервала, первый, второй, третий, четвертый логические элементы ИЛИ-НЕ и логический элемент И-НЕ. 5 ил.

Изобретение относится к области вычислительной техники и может быть использовано для преобразования аналоговых сигналов в цифровой код и регистрации полученного кода в памяти. Техническим результатом изобретения является повышение точности привязки оцифрованных данных к реальному времени и уменьшение нагрузки на центральный процессор. Этот результат достигается тем, что в состав аналого-цифрового преобразователя введены локальные часы реального времени, которые периодически синхронизируются с внешними часами. Запись оцифрованных данных в память сопровождается записью момента времени регистрации этих данных. 1 з.п. ф-лы, 1 ил.

Изобретение относится к средствам обработки информации и может быть использовано при создании высокоскоростных функциональных цифроаналоговых и аналого-цифровых преобразователей и преобразователей частоты. Технический результат заключается в расширении арсенала средств того же назначения. В заявленном цифроаналоговом преобразователе, содержащем весовые двоично-взвешенные сопротивления 1 и аналоговые ключи 2, причем управляющие входы аналоговых ключей 2 соединены с соответствующими цифровыми управляющими выходами цифрового регистра 5, к точке объединения весовых двоично-взвешенных сопротивлений 1 подключены источник опорного тока Io 6 и вход повторителя напряжения 7, при этом аналоговые выходы аналоговых ключей 2 соединены с общей шиной схемы. 2 ил.

Изобретение относится к вычислительной и измерительной технике и может быть использовано в информационно-измерительных системах и приборах с цифровой обработкой информации. Технический результат заключается в расширении динамического диапазона измерения. Технический результат достигается за счет способа аналого-цифрового преобразования, который включает подачу преобразуемого сигнала на первый вход первого и второго сумматоров и подачу опорных сигналов а0 и b0 на вторые входы сумматоров, при этом подают сигнал с выхода первого сумматора, равный, на измерительный вход блока сравнения и формирования выходного кода, а сигнал с выхода второго сумматора, равный, подают на опорный вход блока сравнения и формирования выходного кода, осуществляют в блоке сравнения и формирования выходного кода регулирование сигнала до момента его равенства с сигналом. 1 ил.

Наверх