Малогабаритный двухполяризационный волноводный излучатель фазированной антенной решетки с высокой развязкой между каналами

Изобретение относится к технике СВЧ, в частности к двухполяризационным излучателям, использующимся в бортовых двухполяризационных сканирующих фазированных антенных решетках (ФАР) Х-диапазона, а также более высокочастотных диапазонов. Изобретение может быть применено для целого ряда радиотехнических бортовых и космических систем с широкоугольным электрическим сканированием и с независимыми взаимно ортогональными линейными поляризациями излучаемых (принимаемых) полей. Техническим результатом является существенное уменьшение коэффициента связи (существенное увеличение развязки) между двумя взаимно ортогональными каналами до значений, лежащих в интервале -35…-65 дБ (35…65 дБ) и более, при существенном уменьшении поперечных размеров двухполяризационного волноводного излучателя примерно до (0,59…0,62)λ0, где λ0 - длина волны в свободном пространстве, соответствующая средней частоте рабочего диапазона. 1 з.п. ф-лы, 6 ил.

 

Изобретение относится к двухполяризационным излучателям, использующимся в бортовых двухполяризационных сканирующих фазированных антенных решетках (ФАР) Х-диапазона, а также более высокочастотных диапазонов.

Для целого ряда радиотехнических бортовых и космических систем возникает необходимость разработки ФАР с широкоугольным электрическим сканированием и с независимыми взаимно ортогональными линейными поляризациями излучаемых (принимаемых) полей. Для построения таких двухполяризационных ФАР должны использоваться двухполяризационные излучатели. При этом к таким излучателям предъявляются требования высокой развязки между каналами 1 и 2 ( - модуль коэффициента связи между каналами), минимальных массогабаритных параметров (особенно поперечных размеров), высокого коэффициента полезного действия (КПД) и достаточной прочности конструкции.

Известны малогабаритные двухполяризационные микрополосковые излучатели с двумя ортогональными входами [Хансен Р.С. Фазированные антенные решетки. Изд. 2-е. М.: Техносфера. 2012; Balanis С.A. (ed.) Modern antenna handbook. John Wiley & Sons. 2008.]. Недостатком подобных излучателей является малая развязка между входами 1 и 2 (меньше 20 дБ). Кроме того, микрополосковые излучатели имеют значительные потери в диэлектрике, особенно в X-диапазоне и более высокочастотных диапазонах, не обладают достаточной прочностью и проигрывают по этим показателям волноводным излучателям.

Известны двухполяризационные волноводно-рупорные антенны с квадратным раскрывом, возбуждаемые с помощью микрополоскового излучателя квадратной формы и подводимых к нему двух взаимно ортогональных микрополосковых линий, расположенных в некотором сечении и проходящих в квадратный волновод через отверстия в боковых стенках квадратного волновода [Ononchimeg S., Otgonbaatar G., Bang J.-H., Ahn B.-C., Cha E.-J. A new dual-polarized horn antenna excited by a gap-fed square patch // Progress In Electromagnetics Research Letters. 2011. V. 21. P. 129-137.]. Однако такой излучатель имеет ограниченную развязку (менее 30 дБ) между поляризациями и большой поперечный размер - около полутора длин волн, что исключает использование подобного излучателя в сканирующих ФАР. Рупорно-волноводный излучатель с квадратным раскрывом с уменьшенным поперечным размером апертуры приводится в [Nakamoto N., Takahashi Т., Ono A., Nakashima М., Ohtsuka М., Miyashita Н. A dual polarized suspended stripline fed open-ended waveguide antenna subarray for phased arrays // International Symposium on Antennas and Propagation (ISAP-2015). P. 479-482.]. Уменьшение поперечных размеров достигнуто за счет применения в структуре излучателя двух отрезков квадратного волновода с четырьмя и двумя металлическими гребнями и использовании «висячих» воздушных полосковых линий. Однако минимальный уровень кроссполяризации составляет -27 дБ. Кроме того, конструкция излучателя значительно усложняется.

Известны двухполяризационные излучатели, представляющие собой совмещение в одном раскрыве рупорного излучателя и вибраторного излучателя с взаимно-ортогональными поляризациями излучаемого поля [Patent US 3205499. Dual polarized horn antenna / L.E. Rabum. Patented Sept. 7, 1965.]. Однако схема питания такого излучателя является громоздкой и существенно влияет на характеристики излучателя, в том числе на уровень развязки двух поляризационных каналов.

Наиболее близкими к заявляемому устройству являются волноводные излучатели в виде пирамидального рупора с квадратным раскрывом и отрезка короткозамкнутого квадратного волновода с поперечными размерами, обеспечивающими «докритический» режим работы только для основных типов волн Н10 и H01 [Zhongxiang Sh., Chao F. A new dual-polarized broadband horn antenna // IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters. 2005. V. 4. P. 270-273.]. При возбуждении такого волновода одинаковыми коаксиально-штыревыми возбудителями, расположенными ортогонально в смежных боковых стенках в некотором сечении волновода, в волноводе возбуждается и распространяется или только волна H10, или только волна H01, являющиеся источниками двух взаимно ортогональных полей, излучаемых открытым концом волновода или раскрывом пирамидального рупора (фиг. 1, а). Однако и в таком излучателе коэффициент связи между входами лежит в интервале примерно -15…-20 дБ. Модельная зависимость для излучателя в виде открытого конца квадратного волновода (фиг. 1, б) с размерами поперечного сечения а×а=0,62λ0×0,62λ0 при длинах h1=h2=0,19λ0 и диаметрах d1=d2=0,032λ0 штыревых возбудителей, продольные оси которых расположены относительно задней стенки волновода на расстоянии показана на фиг. 2.

Целью заявляемого изобретения является существенное уменьшение коэффициента связи (существенное увеличение развязки) между двумя взаимно ортогональными каналами до значений, лежащих в интервале -35…-65 дБ (35…65 дБ) и даже более, при существенном уменьшении поперечных размеров двухполяризационного волноводного излучателя примерно до 0,59λ0…0,62λ0, где λ0 - длина волны в свободном пространстве, соответствующая средней частоте ƒ0 рабочего диапазона, что позволяет обеспечить широкоугольное и независимое по обеим поляризациям электрическое сканирование луча в ФАР с плоской апертурой в коническом секторе углов с углом при вершине конуса 55°…70°.

Достижение поставленной цели реализуется тем, что двухполяризационный излучатель выполнен в виде отрезка короткозамкнутого прямоугольного волновода, переходящего в Е-секториальный рупор с квадратным раскрывом, и двух коаксиально-штыревых возбудителей с длинами штырей h1 и h2, причем возбудитель 1 расположен посередине широкой стенки прямоугольного волновода на расстоянии от короткозамыкателя и на расстоянии от горловины рупора, а возбудитель 2 расположен посередине боковой стенки рупора на расстоянии от горловины рупора и на расстоянии от апертуры рупора, причем продольные оси обоих штыревых возбудителей взаимно ортогональны и лежат в плоскостях, содержащих продольную ось рупорного излучателя.

Поперечные размеры прямоугольного волновода а×b и поперечные размеры раскрыва рупора а×а выбираются из условий закритичности волн высших типов и докритичности волн основного типа Н10 в волноводе и волн Н10 и H01 в рупоре и известных ограничений на расстояние между соседними излучателями в ФАР с плоской апертурой, сканирующей в коническом секторе углов т.е. и b<а/2, где а - внутренний размер квадратного раскрыва рупора; t - толщина стенок волновода; λ - длина волны в свободном пространстве для рабочей частоты ƒ.

Заявляемый двухполяризационный излучатель показан на фиг. 3. Излучатель состоит из коаксиально-штыревых возбудителей 1 и 2 с волновым сопротивлением коаксиальной линии W=50 Ом, короткозамкнутого прямоугольного волновода 3, Е-секториального рупора 4. Геометрия и места включения возбудителей определяются в следующей последовательности. Сначала определяются расстояние длина штыря h2 и его диаметр d2 из условия обеспечения требуемого КСВ2 на входе 2 в рабочем диапазоне частот; затем определяется расстояние длина штыря h1 и его диаметр d1 из условия обеспечения требуемого КСВ1 на входе 1 для некоторого изначально выбранного расстояния потом уточняется расстояние из условия обеспечения требуемого коэффициента связи между входами 1 и 2 и следом уточняются значения расстояния и длины h1 штыря при уточненном значении после этого находится расстояние при выбранной длине излучателя из соотношения С целью минимизации продольного размера излучателя каждый из размеров выбирается минимально возможным и определяется в процессе электродинамического моделирования или эксперимента. Расстояние влияет на уровень подавления волн высших типов, возникающих в раскрыве рупора от возбудителя 2, выбирается из условия при заданном размере излучателя который в свою очередь определяется из условия обеспечения требуемого уровня подавления волн высших типов в раскрыве рупора. Анализ результатов моделирования показывает, что минимальный продольный размер излучателя лежит в интервале (0,9…1,0)λ0.

Достоинством предлагаемой схемы и конструкции излучателя является возможность практически независимого обеспечения каждого из четырех выше перечисленных параметров: КСВ1, КСВ2, и уровня высших типов волн в раскрыве рупора. Это утверждение иллюстрируется результатами моделирования, приведенными на фиг. 4, которые получены для излучателя со следующими размерами: а=0,62λ0; b=0,27λ0.

Так, на фиг. 4, а представлена зависимость коэффициента связи на частоте ƒ0 от величины Как видно, изменяя размер в интервале от 0,05λ0 до почти 0,5λ0, можно существенно изменять величину - от значений примерно -39 дБ вплоть до уровня примерно -68 дБ. Результаты электродинамического моделирования заявляемого излучателя показали, что при следующих ограничениях на размеры излучателя: 0,59λ0а≤0,62λ0, b<а/2, - величина слабо зависит от значений а, b, но существенно зависит от размера При этом значения диаметров d1 и d2 лежат в следующих интервалах: 0,032λ0≤d1≤0,039λ0, 0,032λ0≤d2≤0,039λ0.

Представленные на фиг. 4 характеристики излучателя были получены в соответствии с изложенной выше последовательностью моделирования из условия минимизации КСВ1 и КСВ2 в требуемом относительном диапазоне частот 2Δƒ/ƒ0≈6% при наличии ограничений на размеры Размер выбирался в соответствии с зависимостью от значения (фиг. 4, а) и при условии, что при В итоге были получены следующие результаты: h1=0,2λ0; h2=0,19λ0, d1=d2=0,032λ0. Соответствующие зависимости КСВ и коэффициента связи между входами излучателя в полосе частот приведены на фиг. 4, б и в. На фиг. 4, г и д приведены диаграммы направленности (ДН) излучателя относительно каждого входа на центральной частоте ƒ0 в двух взаимно ортогональных плоскостях: в плоскости zOx (ϕ=0°) и в плоскости zOy (ϕ=90°). При этом угол в отсчитывается от оси Oz по направлению к плоскости хОу.

Графики КСВ1 и КСВ2 в полосе частот при значениях и представлены на фиг. 4, б. Моделирование показывает, что KCB1 и КСВ2 слабо зависят от размеров На фиг. 4, в показана частотная зависимость величины для и

На фиг. 4, г и д представлены ДН излучателя по входам 1 и 2 в виде зависимостей КНД излучателя в логарифмическом масштабе. Как следует из этих результатов, КНД в направлении продольной оси излучателя составляет 8 дБ по входу 1 и 7,4 дБ по входу 2, что близко к максимально возможному КНД квадратного раскрыва. Однако ДН по входу 2 в плоскости ϕ=0° является несимметричной. Это вызвано наличием в раскрыве рупора волн высших типов, амплитуда которых может быть уменьшена как путем увеличения размера (увеличения размера так и за счет изменения конструкции излучателя, как показано на фиг. 5, т.е. за счет использования дополнительной квадратной насадки длиной с поперечными размерами а×а.

На фиг. 6 приведены ДН излучателя, изображенного на фиг. 5, по входу 2 в плоскости ϕ=0° для нескольких значений размера из которых видно, что за счет выбора размера можно приблизить форму ДН излучателя к форме ДН апертуры при условии, что в раскрыве апертуры существует только волна H01 и отсутствуют волны высших типов. Причем опять-таки уровень волн высших типов в раскрыве рупора практически не зависит от размеров Как видно, при длине насадки наблюдается уменьшение уровня высших типов волн, и при волны высших типов в раскрыве рупора практически исчезают.

Таким образом, заявляемое решение позволяет построить двухполяризационный излучатель с высоким (наперед заданным) уровнем поляризационной развязки между каналами и требуемыми поперечными размерами излучателя и может быть использовано при разработке двухполяризационной ФАР Х- и более высокочастотных диапазонов частот с широкоугольным и независимым сканированием луча по обеим ортогональным поляризациям излучаемого поля.

1. Двухполяризационный излучатель, выполненный в виде отрезка короткозамкнутого волновода, переходящего в рупор с квадратным сечением а×а, причем поперечные размеры раскрыва рупора а×а выбираются из условий докритичности волны основного типа H10 в прямоугольном волноводе и волны H01 в раскрыве рупора и закритичности волн высших типов, и двух коаксиально-штыревых возбудителей цилиндрической формы, продольные оси которых взаимно ортогональны, с длиной штырей h1 и h2 и диаметром d1 и d2, осуществляющих возбуждение излучателя на входах 1 и 2, и общей длиной излучателя , отличающийся тем, что короткозамкнутый волновод выполнен в виде отрезка прямоугольного волновода с поперечными размерами а×b, причем поперечные размеры волновода выбираются из условия докритичности волны основного типа H10 и закритичности волн высших типов, рупор выполнен в виде Е-секториального рупора с сечением а×b на входе и сечением а×а на выходе, первый возбудитель расположен в широкой стенке прямоугольного волновода на расстоянии от короткозамыкателя и на расстоянии от горловины рупора, второй возбудитель расположен в боковой стенке рупора на расстоянии от горловины рупора и на расстоянии от апертуры рупора, причем расстояние между продольной осью первого возбудителя и короткозамкнутой стенкой прямоугольного волновода, длина первого возбудителя h1 и его диаметр d1 выбираются из условия обеспечения требуемого КСВ1 на входе 1, расстояние от продольной оси второго возбудителя до горловины рупора, длина второго возбудителя h2 и его диаметр d2 выбираются из условия обеспечения требуемого КСВ2 на входе 2, размер от продольной оси первого возбудителя до горловины рупора выбирается из условия обеспечения требуемой развязки между первым и вторым входами, размер от продольной оси второго возбудителя до раскрыва рупора выбирается из соотношения при исходной длине излучателя , причем все расстояния , , , и параметры возбудителей при 0,59λ0а≤0,62λ0, b<а/2 выбираются в следующих интервалах: ; ; ; ; 0,19λ0≤h1≤0,2λ0; 0,19λ0≤h2≤0,2λ0; 0,032λ0≤d1≤0,039λ0; 0,032λ0≤d2≤0,039λ0.

2. Излучатель по п. 1, отличающийся тем, что рупорный излучатель дополняется отрезком квадратного волновода, длина которого выбирается в интервале .



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиолокации, радионавигации, связи, антенно-фидерных систем, измерительной технике и может быть использовано для создания надежного соединения коаксиальной и микрополосковой линий, обладающего малым уровнем проходных и возвратных потерь.

Устройство (200) для ввода HF-мощности в волновод (100, 110) содержит двухтактный выходной каскад (210) с входом (211, 212) и выходом (213, 214), узел (240) фильтрации, который соединен с выходом (213, 214) двухтактного выходного каскада (210), индуктивную петлю (270), которая соединена с узлом (240) фильтрации.

Изобретение относится к технике микроволнового диапазона и может быть использовано для возбуждения диэлектрических антенн, для соединения металлических волноводов приемо-передающей аппаратуры с диэлектрическими волноводами измерительных схем различного назначения.

Устройство относится к электронной технике сверхвысоких частот (СВЧ) и может использоваться в радиотехнических устройствах СВЧ для обеспечения надежного электрического контакта как между внутренним проводником коаксиально-полоскового перехода и полоском (контактной площадкой) СВЧ подложки, так и между контактными парами коаксиально-полосковых переходов при межблочном соединении.

Изобретение относится к устройству для передачи широкополосных высокочастотных сигналов средней длины волны с проводящей структурой, которая имеет, по меньшей мере, одну цепь передачи сигнала и две симметрично расположенные относительно цепи передачи сигнала основные цепи, которые совместно образуют копланарную линию передачи, причем проводящая структура таким образом расположена на двух противолежащих сторонах, по меньшей мере, одного диэлектрического слоя подложки заданной толщины, что проводящая структура образует гальваническое разделение, которое в заданных зонах стыковки перекрывается, вследствие чего зоны стыковки проводящей структуры передают высокочастотные сигналы через электромагнитную стыковку.

Изобретение относится к технике радиосвязи и может использоваться в широкодиапазонных радиопередатчиках для компенсации отклонений входного импеданса антенны от значения, при котором обеспечивается оптимальный режим работы усилителя мощности радиопередатчика.

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к волноводной технике. .

Изобретение относится к технике СВЧ, в частности к технике спутникового телевидения. .

Изобретение относится к области высоковольтной импульсной электротехники, может быть использовано в установках, создающих мощные импульсные электромагнитные поля.

Изобретение относится к области обработки информации, в частности к области передачи высокочастотной энергии, а именно к устройствам коррекции амплитудно-частотной характеристики СВЧ трактов, широкополосного согласования, и может быть использовано в различных радиотехнических системах СВЧ, работающих с импульсными сигналами.

Изобретение относится к технике СВЧ, в частности к двухполяризационным излучателям, использующимся в бортовых двухполяризационных сканирующих фазированных антенных решетках Х-диапазона, а также более высокочастотных диапазонов. Изобретение может быть применено для целого ряда радиотехнических бортовых и космических систем с широкоугольным электрическим сканированием и с независимыми взаимно ортогональными линейными поляризациями излучаемых полей. Техническим результатом является существенное уменьшение коэффициента связи между двумя взаимно ортогональными каналами до значений, лежащих в интервале -35…-65 дБ и более, при существенном уменьшении поперечных размеров двухполяризационного волноводного излучателя примерно до λ0, где λ0 - длина волны в свободном пространстве, соответствующая средней частоте рабочего диапазона. 1 з.п. ф-лы, 6 ил.

Наверх