Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных



Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных

 


Владельцы патента RU 2608569:

Открытое акционерное общество "Омский научно-исследовательский институт приборостроения" (ОАО "ОНИИП") (RU)

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения. Технический результат состоит в повышении помехоустойчивости приема данных при мешающем воздействии сосредоточенных по спектру синусоидальных и флуктуационных помех. Для этого в системе декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных введены в передающий комплекс последовательно соединенные дополнительный блок канальных манипуляторов дополнительное радиопередающее устройство и дополнительная передающая антенна, а в приемный комплекс введены дополнительный блок N канальных демодуляторов и 2N блоков когерентного сложения сигналов (БКС), каждый БКС содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель. 3 ил., 1 табл.

 

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения, предназначенных для передачи высокоскоростных данных (дискретных сообщений) с использованием сигналов с угловой манипуляцией.

Известна система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, использующая одноканальный (последовательной) метод передачи дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные кодер, модулятор, радиопередающее устройство и передающую антенну, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоприемное устройство, демодулятор и декодер [1], с. 107.

В этой системе исходная информационная двоичная последовательность (данные) с выхода кодера со скоростью Vи=1/Ти (бит/с), определяемая длительностью двоичного элемента Ти информационной последовательности, манипулирует в модуляторе одну несущую частоту. В зависимости от кратности уплотнения передаваемого сигнала k [2], с. 573, модулятор может формировать сигналы с угловой манипуляцией, например, такие как при k=1 - сигналы однократной относительной фазовой телеграфии (ОФТ) или сигналы частотной телеграфии (ЧТ) со скоростью манипуляции Vм (бит/с), равной скорости передачи двоичной информации Vм=Vи=1/Тээ - длительность элемента формируемого манипулятором сигнала (посылки), передаваемого в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны, в данном случае Тэи); при k=2 - сигналы двукратной ОФТ (ДОФТ) или двойной частотной телеграфии (ДЧТ) со скоростью манипуляции, в 2 раза меньшей скорости передачи информации Vм=1/Тэ=1/2Ти и т.д.

Демодуляция этих сигналов может осуществляться традиционными методами, например, приведенными в [2], и определяющими структуру построения демодулятора, реализующего операцию восстановления переданной двоичной последовательности, обратную операции модуляции.

Однако одноканальные (последовательные) системы передачи данных с традиционными методами обработки принимаемых сигналов [2] и более сложными методами обработки сигналов [3] имеют следующие недостатки:

1. При использовании традиционных методов демодуляции принимаемых сигналов [2] передача данных по декаметровому радиоканалу с высокой скоростью Vи связана с серьезными трудностями вследствие возникновения на приемной стороне межсимвольной интерференции из-за наличия запаздывающих лучей. Если не принять специальных мер (уменьшения или даже устранения вредного влияния эффекта многолучевости), то длительность Тэ элемента передаваемого сигнала (посылки) не может быть выбрана меньше 2-3 мс, что ограничивает максимальную скорость манипуляции передаваемого сигнала Vм величиной порядка 300-500 бит/с [3].

2. Повышение скорости передачи данных путем увеличения кратности уплотнения k при сохранении необходимой длительности Тэ элемента передаваемого сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2], с. 615.

3. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Тэ элемента передаваемого сигнала при реализации более сложных алгоритмов обработки принимаемых сигналов, позволяющих преодолевать последствия межсимвольной интерференции, например, как в системе связи с испытательным импульсом и предсказанием (СИИП) [3], приводит к снижению помехоустойчивости приема из-за уменьшения энергии передаваемого элемента сигнала [2] и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы радиосвязи из-за расширения спектра передаваемого сигнала.

Кроме того, расширение спектра передаваемого сигнала требует соответствующего увеличения ширины полосы пропускания при приеме этого сигнала, что дополнительно снижает помехоустойчивость приема из-за возрастания вероятности попадания в более широкую полосу приема спектральных составляющих станционных или сосредоточенных по спектру (прицельных) радиопомех.

Известна система декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоприемное устройство и блок N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений [4].

В передающем комплексе этой системы передаваемая двоичная последовательность с выхода кодера с исходной информационной скоростью Vи=1/Ти (бит/с) преобразуется последовательно-параллельным преобразователем в kN параллельных канальных последовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой Vкан=Vи/kN (бит/с), где k - кратность уплотнения сигнала, формируемого каждым канальным манипулятором в составе блока N канальных манипуляторов.

В блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N одинаковых канальных манипуляторов, например, фазовых или частотных, на каждый манипулятор в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Ткан=kNTи подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей для формирования элемента передаваемого канального сигнала (канальной посылки) длительностью Ткан.

Выходные сигналы всех канальных манипуляторов суммируются на выходе блока N канальных манипуляторов и групповой N - канальный (частотный) сигнал излучается в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны.

В приемном комплексе этой системы принимаемый групповой сигнал с выхода радиоприемного устройства подается в блок N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных демодуляторов, каждый из которых осуществляет демодуляцию канального сигнала на соответствующей канальной частоте выбранным традиционным методом [2].

В результате на выходах блока N канальных демодуляторов формируется параллельно kN двоичных канальных последовательностей, которые преобразуются параллельно-последовательным преобразователем в одну двоичную последовательность, аналогичную последовательности на выходе кодера передающего комплекса, которая далее после декодирования в декодере поступает получателю информации.

При этом длительность Ткан передаваемого элемента сигнала в каждом канале становится в kN раз больше исходной длительности Ти двоичного элемента сигнала на выходе кодера, что позволяет преодолевать негативные последствия приема многолучевого сигнала при сравнительно высокой групповой скорости передачи данных.

Однако помехоустойчивость этой системы декаметровой радиосвязи недостаточна для ведения радиосвязи с более высокой скоростью передачи информации:

1. Повышение скорости передачи данных за счет увеличения кратности уплотнения k в каждом канале при сохранении необходимой длительности Ткан элемента передаваемого канального сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации в каждом канале [2].

2. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Ткан элемента передаваемого сигнала в каждом частотном канале или за счет увеличения количества N частотных каналов приводит к соответствующему расширению спектра передаваемого группового сигнала и соответствующего расширения полосы пропускания при его приеме, что приводит, как отмечено выше, к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы связи.

Из известных систем декаметровой радиосвязи наиболее близким по сущности решаемых задач и большинству совпадающих существенных признаков является система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, приведенная в [5], с. 7.

Структура этой системы с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в основном, соответствует вышеприведенной системе связи [4] за исключением того, что в приемном комплексе этой системы может осуществляться не только одиночный прием сигналов на одну антенну, но и более помехоустойчивый сдвоенный прием на две разнесенные по пространству или по поляризации антенны при излучении группового многочастотного сигнала в передающем комплексе в верхней или нижней боковой полосе.

Рассмотрим более подробно работу приемного комплекса этой системы.

Принимаемые на разнесенные по пространству или по поляризации антенны напряжения двух образцов группового сигнала с выходов линейных трактов соответствующих двух радиоприемных устройств одновременно поступают на каждый из N=20 канальных блоков (КБ), которые производят расфильтровку каждого из образцов группового сигнала на составляющие его канальные сигналы и вычисляют величины, пропорциональные косинусам и синусам разности фаз между принятым образцом канального сигнала и соответствующим опорным колебанием.

Каждый канальный блок обеспечивает сдвоенный прием и состоит из двух идентичных активных фильтров, на которые поступают соответствующие образцы группового сигнала с выходов линейных трактов двух радиоприемных устройств и одно и то же опорное колебание от генератора сетки частот.

Каждый из 2N активных фильтров, в свою очередь, состоит из двух идентичных корреляторов, отличающихся тем, что подаваемые на них опорные колебания сдвинуты по фазе на 90°. Коррелятор содержит перемножитель и интегратор, построенный на базе усилителя постоянного тока с большим коэффициентом усиления и RC-цепью обратной связи.

Выходные сигналы интеграторов каждого канального блока представляют собой результаты преобразования соответствующих двух образцов канального сигнала на нулевую частоту с разложением каждого канального сигнала на две квадратурные составляющие, значения напряжений которых записываются и хранятся в соответствующих ячейках запоминающего устройства (ЗУ). Информация о квадратурных составляющих каждой посылки каждого канального сигнала в виде уровней аналоговых напряжений хранится в ячейках ЗУ (на конденсаторах) в течение времени следования двух смежных посылок. При этом по значениям уровней каждой пары квадратурных составляющих можно вычислить амплитуду и фазу несущего колебания соответствующей посылки канального сигнала.

В последующем блоке вычисления разности фаз (БВРФ) производится линейное некогерентное сложение каждой из N пар образцов канальных сигналов, принятых на соответствующие две разнесенные, например, в пространстве антенны, путем суммирования соответствующих аналоговых уровней квадратурных составляющих, записанных в ЗУ.

Поскольку в рассматриваемой системе декаметровой радиосвязи для передачи информации используются сигналы фазоразностной манипуляции (относительной фазовой телеграфии) с кратностью уплотнения k=1, либо k=2, либо k=3, то для определения истинных значений двоичных символов при демодуляции каждого из N результирующих канальных сигналов (после линейного сложения), требуется определять разность фаз между каждыми двумя смежными во времени посылками результирующего канального сигнала. В БВРФ эта операция производится путем вычисления значений тригонометрических функций по данным, записанных в ЗУ.

Выходная двоичная информация в зависимости от кратности уплотнения k выдается с выхода (выходов) каждого канального демодулирующего устройства на вход (входы) последующего выходного устройства (ВУ) по одной, либо двум, либо трем шинам (выходам), т.е. по числу двоичных подканалов (соответствующих кратности уплотнения k) в одном канале системы.

ВУ предназначено для свертывания поступающей к нему по kN выходам двоичной информации в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной последовательности на выходе кодера передающего комплекса.

Таким образом, в БВРФ производится линейное некогерентное сложение каждой из N пар идентичных образцов канальных сигналов и вычисление разности фаз посылок сигнала по всем каналам при всех кратностях манипуляции, т.е. фактически БВРФ выполняет функцию блока N канальных демодуляторов, который в отличии от блока канальных демодуляторов вышеприведенной системы [4], обеспечивает демодуляцию каждого результата линейного сложения двух образцов канального сигнала.

ВУ здесь фактически выполняет функцию параллельно-последовательного преобразователя, как и в вышеприведенной системе радиосвязи [4].

Сдвоенный разнесенный прием является эффективным средством повышения помехоустойчивости в радиоканалах с замираниями сигналов [2] и в данном случае в определенной мере компенсирует снижение помехоустойчивости приема из-за повышения скорости передачи данных.

Однако скорость передачи данных данной системы недостаточна. Кроме того, в этой системе производится линейное некогерентное сложение выходных уровней квадратурных корреляторов канальных сигналов.

Из [6], с. 183, известно, что при разнесенном приеме линейное сложение сигналов обеспечивает меньший выигрыш по помехоустойчивости (по соотношению сигнал/шум по мощности) по отношению к оптимальному когерентному сложению этих же сигналов, поскольку при синфазном сложении колебаний сигналы складываются алгебраически, в то время как шумы складываются геометрически.

Недостатком линейного сложения является и то, что его реализация выдвигает жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения. Значительное отличие коэффициентов усиления в ветвях в пределе превращает сдвоенный прием в одинарный. Допустимым разбросом коэффициентов усиления следует предусматривать разброс не более 1-2 дБ во всем динамическом диапазоне линейного приемного тракта с учетом влияния на характеристики устройств дестабилизирующих факторов [6], с. 180.

Более того, существенным недостатком линейного сложения в данном случае является незащищенность каждого результата сложения двух образцов любого канального сигнала от воздействия на входе хотя бы одного из радиоприемных устройств ветвей разнесения аддитивной сосредоточенной по спектру (синусоидальной) помехи [6], с. 7, в пределах полосы частот, занимаемой спектром какого либо канального сигнала.

В этом случае напряжение помехи будет складываться (без уменьшения (подавления) ее уровня) с напряжениями образцов канального сигнала, искажая результат суммирования. При достижении уровня напряжения помехи, соизмеримого с результирующим уровнем суммируемых образцов канального сигнала, демодуляция результата суммирования соответствующим канальным демодулятором может блокироваться, т.е. когда в регенерированной двоичной последовательности на выходе канального демодулятора (при k=1) или в каждой из k регенерированных двоичных подпоследовательностей на соответствующих k выходах канального демодулятора (при k>1) начинают появляться ошибочно принятые символы с вероятностью Рош≈0,5.

В результате, при поражении сосредоточенной по спектру помехой одного из N канальных сигналов, в выходной двоичной последовательности на выходе параллельно-последовательного преобразователя (до декодера) может быть искажен, например, при k=1 каждый N-й двоичный символ. При N=20 вероятность ошибки (до декодера) может составить величину Рощ≤0,05, которая может оказаться критической для исправляющей способности выбранного корректирующего кода данной системы передачи данных и не приемлемой для получателя информации (после декодера).

При воздействии двух и более сосредоточенных помех определенного уровня радиосвязь заведомо становится не пригодной.

При воздействии сравнительно широкополосной по спектру аддитивной помехи, например, станционной помехи, занимаемая полоса частот которой перекрывает полосу частот, занимаемую более, чем одним канальным сигналом, то при достижении помехи определенного уровня, пораженными могут оказаться два и более параллельных каналов, что также заведомо не пригодно для связи.

Недостатком является и то, что в известной системе [5] возможна передача и прием только сигналов с фазоразностной модуляцией при k=1, 2, 3, что ограничивает ее функциональные возможности.

Задачами, на решение которых направлено настоящее изобретение, - система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, является повышение скорости передачи данных в 2 раза и повышение помехоустойчивости приема двоичной информации при воздействии аддитивных сосредоточенных по спектру помех и флуктуационных помех.

Кроме того, дополнительной задачей изобретения является расширение функциональных возможностей предлагаемой системы за счет обеспечения передачи и приема сигналов с любой угловой манипуляцией несущих канальных сигналов как по фазе (ОФТ, ДОФТ и т.д.), так и по частоте (ЧТ, ДЧТ).

Решение поставленных задач достигается тем, что в систему декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, содержащую передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий две приемные антенны, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства, и блок N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений, введены в передающий комплекс последовательно соединенные дополнительный блок N канальных манипуляторов, входы которого соединены с соответствующими дополнительными выходами последовательно-параллельного преобразователя, дополнительное радиопередающее устройство и дополнительная передающая антенна, а в приемный комплекс введены дополнительный блок N канальных демодуляторов и 2N блоков когерентного сложения сигналов (БКС), один вход каждого из которых объединен с выходом одного радиоприемного устройства, а другой вход каждого БКС объединен с выходом другого радиоприемного устройства, причем выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов, а выход каждого БКС из состава второй группы из N других БКС с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом дополнительного блока N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими дополнительными входами параллельно-последовательного преобразователя.

Каждый БКС содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого, соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования.

На фиг. 1 представлена схема электрическая структурная предлагаемой системы декаметровой радиосвязи; на фиг. 2 - схематическое изображение сигналов системы.

Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных содержит передающий комплекс 1, содержащий последовательно соединенные источник сообщений 2, кодер 3 и последовательно-параллельный преобразователь 4, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов 51, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством 61 и передающей антенной 71, дополнительные выходы последовательно-параллельного преобразователя 4 соединены с соответствующими входами дополнительного блока N канальных манипуляторов 52, выход которого соединен с последовательно соединенными дополнительным радиопередающим устройством 62 и дополнительной передающей антенной 72, а также приемный комплекс 8, содержащий две приемные антенны 91 и 92, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства 101 (102), и блок N канальных демодуляторов 111, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером 13 и получателем сообщений 14.

Один вход каждого БКС 151-1,…,151-N и 152-1,…,152-N объединен с выходом одного радиоприемного устройства 101, а другой вход каждого БКС объединен с выходом другого радиоприемного устройства 102, причем выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС 151-1,…,151-N с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов 111, а выход каждого БКС из состава второй группы из N других БКС 152-1,…,152-N с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом дополнительного блока N канальных демодуляторов 112, выходы которого соединены с соответствующими дополнительными входами параллельно-последовательного преобразователя 12.

Каждый БКС 151-1,…,151-N и 152-1,…,152-N содержит два узла фазирования 161 и 162, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр 17, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель 18, первый перемножитель 19, измерительный фильтр 20 и второй перемножитель 21, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя 19.

Выход второго перемножителя 21 каждого узла фазирования 161 (162) соединен с соответствующим входом сумматора 22, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания 23, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания 24 с другим входом первого перемножителя 19 каждого узла фазирования 161 (162).

Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных функционирует следующим образом.

В передающем комплексе 1 передаваемый информационный поток данных от источника сообщений 2 поступает в кодер 3, задачей которого является повышение помехоустойчивости передачи данных. Кодирование, как правило, сопровождается двумя эффективными процедурами-скремблированием и перемежением. Скремблирование преобразует цифровой сигнал в квазислучайный с целью получения более равномерного энергетического спектра излучаемого радиосигнала. Простое перемежение (перестановка во времени) символов сообщения позволяет декоррелировать ошибки в канале, т.е. преобразовать пакеты ошибок большой длительности в ряд одиночных. Последняя операция существенно увеличивает эффективность кодирования [4].

С выхода кодера 3 двоичная последовательность со скоростью Vи=1/Ти (бит/с), где Ти - длительность двоичного элемента передаваемой последовательности, поступает на вход последовательно-параллельного преобразователя 4, который обеспечивает ее преобразование в 2kN параллельных канальных последовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой, равной Vкан=1/2kNTи (бит/с). Здесь N - количество параллельных ортогональных канальных сигналов в составе каждого из двух передаваемых групповых сигналов, k - кратность уплотнения каждого канального сигнала.

Первые kN параллельных канальных последовательностей с kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы блока N канальных манипуляторов 51 для формирования канальных сигналов первого группового сигнала, вторые kN параллельных подпоследовательностей с дополнительных kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы дополнительного блока N канальных манипуляторов 52 для формирования канальных сигналов второго группового сигнала.

В каждом блоке N канальных манипуляторов 51 (52), состоящем из N однотипных канальных манипуляторов, например, фазовых или частотных, на k входов каждого канального манипулятора в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью, равной длительности канального элемента сигнала Ткан=2kNTи, подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей. При этом в каждом тактовом интервале каждый i-ый (i=1,…,N) манипулятор блока N канальных манипуляторов 51, формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей канальной частоте , а каждый i-ый (i=1,…,N) манипулятор дополнительного блока N канальных манипуляторов 52 формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей частоте , отличающейся от частоты на величину , где - частотный интервал между соседними канальными частотами [5].

Выходные сигналы канальных манипуляторов в каждом блоке N канальных манипуляторов 51 (52) суммируются, формируя на выходе каждого блока групповой N-канальный (частотный) групповой сигнал. Первый групповой сигнал, сформированный блоком N канальных манипуляторов 51, излучается в эфир с помощью радиопередающего устройства 61 и передающей антенны 71. Второй групповой сигнал, сформированный дополнительным блоком N канальных манипуляторов 52, излучается в эфир с помощью дополнительного радиопередающего устройства 62 и дополнительной передающей антенны 72.

Антенна 71, излучающая первый групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле горизонтальной поляризации, а дополнительная антенна 72, излучающая второй групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле вертикальной поляризации [7].

Первый групповой сигнал, излучаемый в эфир в верхней боковой полосе (например, класс излучения J3E или R3E), представляет собой на интервале каждой посылки длительностью Ткан=2kTN сумму N гармонических колебаний с расположением частот, схематически изображенным на фиг. 2,а. Эти частоты, называемые канальными, отмечены на оси частот точками . Здесь же указаны частоты, отстоящие от несущего колебания излучаемого однополосного группового сигнала (в верхней боковой полосе шириной F=3100 Гц) на 300 и 3400 Гц, ограничивающие полосу пропускания телефонного канала. Эти граничные частоты отстоят от крайних канальных частот на величину ΔF. Частотный интервал между соседними канальными частотами, как указывалось выше, равен .

Кроме того, пунктирными линиями условно обозначены частотные спектры отдельных канальных сигналов, причем в пределах полосы частот, занимаемой спектром каждого канального сигнала, условно обозначены вертикальными линиями амплитуды основных частотных составляющих спектра сигнала, отстоящих от канальной частоты каждого канального сигнала на величину , где - частота фазовой манипуляции при скачкообразном изменении фазы круговой частоты манипуляции Ωм от 0 до π/2 [8], с. 129.

На фиг. 2,б схематически изображен второй однополосный групповой сигнал, излучаемый дополнительной передающей антенной 72, по структуре аналогичный, излучаемому антенной 71, за исключением того, что несущая частота однополосного сигнала смещена по частоте относительно на величину . На эту же величину смещены и канальные частоты относительно канальных частот .

Здесь предполагается, что мощность и направленность излучения антенн 71 и 72 одинаковы. Поскольку два групповых сигнала, излучаемые этими антеннами, фактически занимают полосу частот одного и того же телефонного канала шириной F=3100 Гц (ввиду сравнительно малой величина , которая может составлять порядка нескольких десятков герц [5]), то электромагнитные волны передаваемых групповых сигналов отражаются от одних и тех же областей ионосферы и приходят к местам приема по одним и тем же траекториям [9].

Известно, что при разнесенном приеме на каждую ветвь разнесения поступает свой «образец» отраженного от ионосферы сигнала с определенной реализацией помехи [2], в нашем случае - на каждую ветвь разнесения, состоящую из последовательно соединенных приемной антенны 91 (92) и радиоприемного устройства (РПУ) 101 (102), поступает свой образец суммарного сигнала, состоящего из образцов первого и второго групповых сигналов, а также свой образец помехи (флуктуационной, сосредоточенной по спектру и др.).

В дальнейшем, для удобства изложения образец суммарного сигнала на выходе первого РПУ 101 (первой ветви разнесения) будем называть «первый образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть:

- первый образец первого группового сигнала;

- первый образец второго группового сигнала;

- первый образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте с порядковым номером i);

- первый образец i-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте с порядковым номером i).

Другой образец суммарного сигнала на выходе второго РПУ 102 (второй ветви разнесения) будем называть «второй образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть:

- второй образец первого группового сигнала;

- второй образец второго группового сигнала;

- второй образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте с порядковым номером i);

- второй образец i-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте с порядковым номером i).

В приемном комплексе 8 антенна 91, представляет собой приемную антенну, принимающую электромагнитное поле горизонтальной поляризации, а антенна 92 - приемную антенну, принимающую электромагнитное поле вертикальной поляризации [7].

Принимаемые антеннами 91 и 92 образцы суммарного сигнала и аддитивных помех с выходов линейных трактов приема соответствующих РПУ 101 и 102 одновременно поступают на соответствующие два входа каждого из 2N БКС 151-1,…,151-N и 152-1…,152-N.

В каждом БКС 151-1,…,151-N и 152-1,…,152-N канальные фильтры 17 узлов фазирования 161 и 162 идентичны, причем в первой группе из N БКС 151-1,…,151-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 соответствуют канальным частотам первого группового сигнала после его приема РПУ 101 и 102, а во второй группе из N других БКС 152-1,…,152-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 соответствуют канальным частотам второго группового сигнала после его приема РПУ 101 и 102.

Частотная характеристика каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 каждого БКС 151-1,…,151-N и 152-1,…,152-N согласована с частотным спектром соответствующего канального сигнала первого или второго принимаемых групповых сигналов.

Схематически частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 каждого БКС из состава первой группы из N БКС 151-1,…,151-N можно представить аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала первого группового сигнала, приведенного на фиг. 2,а, а частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 каждого БКС из состава второй группы из N БКС 152-1,…,152-N - аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала второго группового сигнала, приведенного на фиг. 2,б.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 161 любого i-го БКС 151-i с порядковым номером i (i=1,…,N) из состава первой группы из N БКС 151-1,…,151-N отфильтровывает (пропускает на вход последующего нормирующего усилителя 18) напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте первого группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах и первого образца второго группового сигнала.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 162 любого i-го БКС 151-i с порядковым номером i (i=1,…,N) из состава первой группы из N БКС 151-1,…,151-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте первого группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах и второго образца второго группового сигнала.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 161 любого i-го БКС 152-i с порядковым номером i (i=1,…,N) из состава второй группы из N БКС 152-1,…,152-N отфильтровывает напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте с порядковым номером i второго группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на частотах и первого образца первого группового сигнала.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 162 любого i-го БКС 152-i с порядковым номером i (i=1,…N) из состава второй группы из N БКС 152-1,…,152-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте с порядковым номером i второго группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах и второго образца первого группового сигнала.

Кроме того, в полосу пропускания канального фильтра 17 первого и второго узлов фазирования 161 и 162 любого БКС может попадать напряжение соответствующего образца сосредоточенной по спектру канальной помехи, а также напряжение флуктуационной помехи.

Для более детального анализа работы приемного комплекса 8 предлагаемой системы связи рассмотрим процесс изменения направления поляризации радиоволн, излучаемых антеннами 71 и 72 передающего комплекса 1, после отражения их от ионосферы.

Из [9], с. 276-279, известно, что попадающая в ионосферу плоско-поляризованная волна (в нашем случае электромагнитное поле (ЭМП) с горизонтальной поляризацией, излучаемое антенной 71 или ЭМП с вертикальной поляризацией, излучаемое антенной 72) под действием магнитного поля Земли расщепляется в общем случае на два эллиптически поляризованных луча, и результирующее поле в месте приема приобретает характер эллиптически - поляризованного поля с весьма вытянутым эллипсом поляризации, что наглядно иллюстрируется в [9], с. 277 (рис. 5.24).

Флуктуационные изменения электронной концентрации на пути распространения радиоволн проявляются в непрерывном изменении направления большой оси эллипса поляризации.

При этом экспериментально установлено [9], что если одновременно осуществлять прием такого поля на две антенны с различной поляризацией (в нашем случае - антенны 91 и 92), то колебания направления плоскости поляризации будут приводить к независимым замираниям сигнала на выходах соответствующих двух РПУ, подключенным к этим антеннам (в нашем случае - РПУ 101 и 102).

Отмечено, что увеличение уровня сигнала при приеме на вертикальную антенну сопровождается уменьшением уровня сигнала на горизонтальной антенне и наоборот, что ясно указывает на существование непрерывных колебаний ориентировки большой оси эллипса поляризации [9], с. 227. Такие замирания называют поляризационными. Образец записи уровней сигналов с выходов двух РПУ, осуществляющих прием на вертикальный и горизонтальный диполи, приведен в [9], с. 278 (рис. 5.25).

С учетом изложенного выше рассмотрим процессы изменений уровней напряжений образцов каждого из канальных сигналов в составе образцов суммарных сигналов на выходах РПУ 101 и 102.

Плоскости поляризации электромагнитных полей, излучаемых антеннами 71 и 72 передающего комплекса 1 взаимно перпендикулярны. В месте приема, как указывалось выше, каждое из двух электромагнитных полей становится эллиптически поляризованным, причем малая и большая оси двух эллипсов поляризации будут также взаимоортогональными, поскольку канальные частоты первого и второго излучаемых групповых сигналов отличаются, как указывалось выше, незначительно (на несколько десятков герц).

При приеме этих сигналов на антенну 91 (принимающую ЭМП горизонтальной поляризации), когда в процессе непрерывных изменений большая ось эллипса поляризации ([9], с. 227), например, поля i-го канального сигнала на частоте первого группового сигнала, примет направление, близкое к горизонтали (при этом большая ось эллипса поляризации поля i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала, примет направление, близкое к вертикали), то электродвижущая сила (эдс), наводимая в этой антенне полем i-го канального сигнала на частоте первого группового сигнала будет максимальной, а эдс, наводимое полем i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала, будет минимальной (около нуля). Соответственно на выходе РПУ 101 уровень напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте первого группового сигнала будет максимальным, а уровень первого образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала будет минимальной (около нуля).

В этом случае в процессе приема сигналов на антенну 92 (принимающую электромагнитное поле вертикальной поляризации), на выходе РПУ 102 будет наблюдаться противоположная картина: уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте первого группового сигнала будет минимальным (около нуля), а уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала будет максимальным.

Таким образом, вследствие имеющих место поляризационных замираний, в предлагаемой системе связи уровни принимаемых первых образцов канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 101 и уровни принимаемых вторых образцов этих же канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 102 непрерывно изменяются следующим образом:

- по мере возрастания уровня напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте первого группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца i-го канального сигнала на частоте первого группового сигнала и возрастает уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала.

Эти изменения уровней канальных сигналов можно представить и в другом виде:

- по мере возрастания уровня напряжения (до максимального значения) первого образца i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте первого группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца 161 и 162 канального сигнала на частоте второго группового сигнала и увеличивается уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте первого группового сигнала.

Для наглядности демонстрации характера поляризационных замираний напряжений образцов i-го канального сигнала (в составе образцов суммарного сигнала), принимаемых РПУ 101 и 102 и регистрируемых на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 i-го БКС 151-ii из состава первой группы из N БКС и по аналогии с экспериментальными данными, приведенными в [9], с. 278 (рис. 5.25), на фиг. 3,а представлена модель характера замираний амплитуд U1Ci и U2Ci (по упрощенным линейным законам) напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте первого группового сигнала, а на фиг. 3,б - модель характера замираний амплитуд U'1Ci и U'2Ci напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте второго группового сигнала (также по упрощенным линейным законам).

Изменения амплитуд напряжений представлены в пределах определенного отрезка времени, который можно назвать «полупериодом» замираний ТП3 (0≤t≤t3) длительностью, равной 4-м условным градациям времени.

Значения амплитуд напряжений образцов канальных сигналов приведены в виде нормированных (относительных) величин - U(t)/U1max. Здесь же показан характер замираний средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи в относительных единицах. Максимальное среднее значение амплитуды напряжения первого образца i-ой межканальной помехи U1МПimax на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 161 i-го БКС 151-i, создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах и первого образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, здесь принято равным 10% от максимального значения амплитуды U1Cimax (фиг. 3,а), что практически может несколько превышать истинное максимальное значение величины U1МПimах, определяемое экспертным путем или экспериментально.

Максимальное среднее значение амплитуды напряжения второго образца i-ой межканальной помехи U2МПimах на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 162 i-го БКС 151-i, создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах и второго образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, принято также равным 10% от максимального значения амплитуды U2Cimах (фиг. 3,а).

Аналогичным образом на фиг. 3,б представлен характер изменения средних значений амплитуд U'1МПi и U'2МПi напряжений первого и второго образцов i-ой межканальной помехи на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 i-го БКС 152-i из состава второй группы из N БКС и создаваемых напряжениями образцов двух соседних канальных сигналов на частотах и первого группового сигнала.

Рассмотрим процесс выделения напряжений канальных сигналов, например, первого группового сигнала из напряжений образцов суммарного сигнала на выходах РПУ 101 и 102 с помощью БКС из состава первой группы из N БКС 151-1,…,151-N.

Поскольку канальные сигналы каждого группового сигнала ортогональны, т.е. независимы друг от друга, то достаточно рассмотреть процесс выделения одного из N канальных сигналов первого группового сигнала на примере выделения, например, i-го канального сигнала с канальной частотой с помощью соответствующего i-го БКС 151-i из состава первой группы из N БКС 151-1,…,151-N.

Проанализируем работу любого i-го БКС 151-i из состава первой группы из N БКС 151-1,…,151-N, обеспечивающего селекцию и оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов i-го канального сигнала первого группового сигнала. Работу БКС будем рассматривать при приеме на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбранном в соответствии с фиг. 3,а,б в пределах длительности условного среднего «полупериода» замираний образцов канального сигнала ТП3 (0≤t≤t3).

Будем полагать, что амплитуды напряжений образцов канальных сигналов в пределах каждого интервала стационарности длительностью Δt не изменяются. При этом длительность каждого выбираемого интервала Δt должна быть больше постоянной времени измерительного фильтра 20 и больше постоянной времени цепи АРУ нормирующих усилителей 18 БКС 151-i, но много меньше величины ТП3.

При таких условиях естественно предположить, что по окончании любого произвольно выбранного интервала стационарности длительностью Δt все переходные процессы в каждом i-ом БКС 151-i завершены с соответствующими данному интервалу Δt уровнями напряжений образцов канального сигнала и аддитивных помех на выходах канальных фильтров 17.

Пусть с выходов линейных трактов РПУ 101 и 102 на первый и второй входы БКС 151-i поступают в пределах какого-либо интервала стационарности длительностью Δt, заканчивающегося, например, в условный момент времени t=1 (фиг. 3,а,б), образцы первого группового сигнала в виде:

- на первый вход -

- на второй вход -

Здесь U1Гр(t) и U2Гр(t) - соответственно напряжения первого и второго образцов первого группового сигнала;

U1Сi(t) - напряжение первого образца i-го канального сигнала;

U2Ci (t) - напряжение второго образца i-го канальный сигнала;

U1Ci и ϕ1Ci - амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала;

U2Ci и ϕ2Ci - амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала;

ωCi - угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала ;

θCi(t) - функция, определяющая вид угловой манипуляции напряжения i-го канального сигнала;

N - количество канальных сигналов в принимаемом групповом сигнале.

Одновременно с выходов линейных трактов приема РПУ 101 и 102 на первый и второй входы БКС 151-i поступают и напряжения образцов второго группового сигнала. По аналогии с выражениями (1) и (2) образцы второго группового сигнала можно представить в виде:

- на первом входе -

- на втором входе -

Здесь U'1Гр(t) и U'2Гр(t) - соответственно напряжения первого и второго образцов второго группового сигнала;

U'1Ci(t) - напряжение первого образца i-го канального сигнала;

U'2Ci (t) - напряжение второго образца i-го канальный сигнала;

U'1Ci и ϕ'1Ci - амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала;

U'2Ci и ϕ'2Ci - амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала;

ω'Ci - угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала ;

θ'Ci(t) - функция, определяющая вид угловой манипуляции i-го канального сигнала;

N - количество канальных сигналов во втором групповом сигнале.

Для упрощения анализа работы БКС 151-i примем, что коэффициент передачи любого из фильтров (17, 20, 24), а также сумматора 22 в составе каждого БКС 151-1,…,151-N и 152-1,…,152-N равен единице. Кроме того, ввиду того, что структура каждого БКС представляет собой замкнутую систему саморегулирования с обратной связью, задержки сигналов или изменения их начальных фаз при прохождении их через указанные фильтры БКС учитывать не будем.

Примем также, что на выходе канального фильтра 17 каждого узла фазирования 161 (162) максимальное значение амплитуды напряжения образца i-го канального сигнала намного превышает максимальное среднее значение амплитуды напряжения соответствующего образца межканальной помехи, т.е. U1Cimax>>U1МПimах и U2Cimax>>U2МПimах. Такие соотношения амплитуд позволяют не учитывать негативное действие напряжений образцов межканальной помехи, создаваемой вторым групповым сигналом, что может иметь место в следующих случаях:

1. Например, при использовании для передачи данных сигналов ОФТ или ДОФТ, когда в каждом канальном сигнале среднее количество скачкообразных изменений фазы несущего колебания, происходящих в единицу времени много меньше максимально возможного количества скачкообразных изменений фазы, определяемого скоростью манипуляции канального сигнала. В этом случае, когда передаваемые каждым канальным сигналом кодовые комбинации, состоящие из различного числа однотипных символов (в виде длительных «нажатий» и длительных «отжатий»), чередуются с достаточно малой средней скоростью, то спектральные составляющие канального сигнала группируются вблизи несущего колебания канального сигнала.

Ширина полосы, занимаемая спектром такого канального сигнала, меньше максимально возможной величины ширины полосы, занимаемой канальным сигналом, равной (фиг. 2,а,б), и негативное действие напряжений образцов межканальной помехи можно не учитывать (даже при отсутствии поляризационных замираний, обеспечивающих существенное уменьшение негативного действия напряжений образцов межканальной помехи за счет реализации весового когерентного сложения напряжений образцов канального сигнала, при котором происходит подавление напряжения одного из образцов этой помехи в том узле фазирования 161 (162), на выходе канального фильтра 17 которого напряжение образца межканальной помехи превышает уровень напряжения соответствующего образца канального сигнала).

2. При увеличении кратности k канального сигнала передаваемого группового сигнала, например, при использовании фазоразностной манипуляции, что позволяет уменьшить скорость манипуляции канального сигнала до определенной величины, при которой ширина полосы канального сигнала становится существенно меньше величины .

С учетом вышеизложенного отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 161 и 162 образцы i-го канального сигнала первого группового сигнала на входах нормирующих усилителей 18 i-го БКС 151-i можно представить в следующем виде:

- для первого узла 161 -

- для второго узла 162 -

Необходимо отметить, что в предлагаемой системе связи РПУ 101 и 102 должны работать в режиме отключения собственной системы автоматической регулировки усиления (АРУ), поскольку АРУ РПУ может регулировать только уровень группового сигнала, принимаемого в соответствующей широкой полосе, а не каждого канального сигнала с полосой приема в N меньшей полосы приема группового сигнала.

Систему АРУ каждого нормирующего усилителя 18 и 24 любого БКС можно охарактеризовать коэффициентом регулирования системы АРУ. Коэффициент регулирования системы АРУ показывает, во сколько раз диапазон изменения сигнала на выходе нормирующего усилителя меньше, чем на его входе [6]:

где UВХ MIN и UВЫХ MIN - минимальное входное и минимальное выходное напряжения, которые ограничивают величиной реальной чувствительности нормирующего усилителя 18 узла фазирования 161 (162), a UВХ MAX и UВЫХ MAX - ограничивают максимальной величиной входных колебаний, при которых уровень комбинационных составляющих на выходе нормирующего усилителя 18 не превышает допустимого.

Для каждого из идентичных нормирующих усилителей 18 и 24 любого БКС 151-1,…,151-N и 152-1,…,152-N будем считать приемлемым, например, изменение отфильтрованного соответствующим канальным фильтром 17 сигнала на входе нормирующего усилителя 18 на 100 дБ при изменении сигнала на его выходе не более чем на 3 дБ. Системы АРУ с такими параметрами реализованы в современных РПУ [10].

На выходе нормирующих усилителей 18 каждого узла фазирования 161 и 162 отфильтрованные образцы i-го канального сигнала выравниваются по уровню и поступают на входы первых перемножителей 19, на другие входы которых поступает с нормирующего усилителя результирующего колебания 24 результирующий сигнал:

где UPi, ωPi ϕPi - соответственно амплитуда, угловая частота и фаза результирующего сигнала.

Выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 161, на один вход которого поступает отфильтрованное и отнормированное напряжение первого образца i-го канального сигнала, а на другой его вход - результирующий сигнал, можно представить в виде:

где К1 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 161, при котором обеспечивается нормирование первого образца входного канального сигнала с амплитудой U1Ci.

Первый член в фигурных скобках легко отсеивается измерительным фильтром 20 первого узла фазирования 161, т.к. его спектр намного выше спектра второго члена.

Второй член в фигурных скобках выражения (7) представляет собой гармоническое колебание (без манипуляции) на разностной круговой частоте ωФiCiPi, совпадающей с центральной частотой измерительного фильтра 20 узлов фазирования 161 и 162. Поскольку это колебание прямо пропорционально амплитуде принимаемого сигнала U1Ci, то при отсутствии помех на входах рассматриваемого i-го БКС 151-i, на выходе измерительного фильтра 20 амплитуда этого колебания будет максимальной и соответствовать максимальному «весу» напряжения принимаемого первого образца i-го канального сигнала в нормированном колебании на выходе нормирующего усилителя 18.

Выходное напряжение измерительного фильтра 20 первого узла фазирования 161 с учетом вышеизложенного можно представить в виде:

Для более точной оценки в узле фазирования 161 (162) уровня или «веса» образца канального сигнала в нормированной смеси сигнала и помехи на выходе нормирующего усилителя 18, полоса пропускания измерительного фильтра 20 каждого узла фазирования, с одной стороны, должна быть предельно малой, а с другой стороны, необходимо, чтобы эта полоса обеспечивала возможность «отслеживания» уровня сигнала при его замираниях и изменениях частоты канального сигнала в процессе его приема. При практической реализации системы связи эту полосу можно выбрать порядка (20-25) Гц.

Аналогично (8) можно представить выходное напряжение измерительного фильтра 20 второго узла фазирования 162, соответствующего в данном случае также максимальному «весу» напряжения принимаемого второго образца i-го канального сигнала:

где К2 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 162, при котором обеспечивается нормирование второго образца входного канального сигнала.

Выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 161 будет иметь вид:

Аналогично запишется выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 162:

Первые слагаемые в фигурных скобках (10) и (11) отсеиваются при дальнейшей фильтрации выходного продукта сумматора 22 фильтром результирующего колебания 23 и их можно не учитывать. Поэтому напряжение первого образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его первом входе) можно представить в виде:

Аналогичным образом можно представить напряжение второго образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его втором входе):

При этом выходное напряжение фильтра результирующего колебания 23 запишется в виде:

Учитывая, что в узлах фазирования 161 и 162 амплитуды напряжений соответствующих образцов i-го канального сигнала выравниваются каждым из нормирующих усилителей 18 до определенной нормированной величины UCH, максимальный диапазон изменения которой не превышает 3 дБ при изменении амплитуды напряжения на входе до 100 дБ, то величину амплитуды выходного нормированного колебания UCH при ограниченном, например, до 40 дБ диапазоне изменений амплитуды входных колебаний, можно считать постоянной:

С учетом (15) выражение (14) можно представить в виде:

С помощью нормирующего усилителя 24 результирующее напряжение UP CiФ (t) нормируется по уровню, т.е. приводится к виду (6).

Аналогичным образом производится селекция и «весовое» сложение двух образцов каждого канального сигнала на частоте с порядковым номером i второго группового сигнала с помощью i-го БКС 152-i из состава второй группы N других БКС 152-1,…,152-N.

В этом случае отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 161 и 162 i-го БКС 152-i образцы i-го канального сигнала второго группового сигнала будут иметь вид:

- для первого узла 161 -

- для второго узла 162 -

Демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала первого группового сигнала с выхода i-го БКС151-i (из состава первой группы из N БКС) производится соответствующим канальным демодулятором блока N канальных демодуляторов 111 одним из выбранный известных способов [2], а демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала второго группового сигнала с выхода i-го БКС 152-i из состава второй группы из N БКС производится соответствующим канальным демодулятором дополнительного блока N канальных демодуляторов 112 аналогичным способом.

В результате на выходах блока N канальных демодуляторов 111 формируются первые kN двоичные канальные последовательности, а на выходах дополнительного блока N канальных демодуляторов 112 формируются вторые kN двоичные канальные последовательности.

С помощью параллельно-последовательного преобразователя 12 все 2kN канальных последовательностей преобразуются в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной с выхода кодера 3, которая далее после декодирования в декодере 13 поступает получателю информации 14.

Таким образом, в предлагаемой системе связи амплитуды напряжений образцов любого i-го канального сигнала, как первого, так и второго группового сигнала в соответствующем i-ом БКС 151-i (152-i) возводятся в квадрат и синфазно складываются на выходе этого БКС или на входе соответствующего i-го демодулятора блока N канальных демодуляторов 111 (112). При этом скорость передачи данных увеличивается в 2 раза по отношению к прототипу [5].

На основе вышеприведенного метода анализа работы любого БКС можно доказать, что амплитуды принимаемых РПУ 101 и 102 напряжений двух образцов аддитивной i-ой сосредоточенной по спектру помехи, представляющей собой (при передаче в эфир) гармоническое колебание на фиксированной частоте, попадающей в полосу частот, занимаемой i-ым канальным сигналом, например первого группового сигнала, в сумматоре 22 i-го БКС 151-i складываются геометрически.

Причем, чем больше амплитуда напряжения образца сосредоточенной по спектру помехи на выходе канального фильтра 17, например, первого образца U1Пi (первого узла фазирования 161) по отношению к амплитуде напряжения первого образца канального сигнала U1Ci на выходе этого фильтра, тем с меньшим «весом» поступает преобразованное напряжение этого образца сосредоточенной по спектру помехи с выхода второго перемножителя 21 на первый вход сумматора 22.

В результате в предлагаемой системе связи обеспечивается повышение величины соотношения напряжений сигнал/помеха на выходе любого i-го БКС 151-i (на входе i-го демодулятора блока N канальных демодуляторов 111) и на выходе любого i-го БКС 152-i (на входе i-го демодулятора дополнительного блока N канальных демодуляторов 112) по отношению к величине аналогичного соотношения сигнал/помеха на входе i-го канального демодулятора прототипа [5] при тех же условиях связи.

Для доказательства преимущества предлагаемой системы связи - достижения более высокой помехоустойчивости приема, как первого, так и второго групповых сигналов, проведем сравнительную оценку ее помехоустойчивости по отношению к помехоустойчивости известной системы связи [5] - прототипа.

Для этого проанализируем работу i-го БКС 151-i из состава первой группы из N БКС 151-1,…,151-N при приеме РПУ 101 и РПУ 102 напряжений соответствующих образцов суммарного сигнала и образцов аддитивной i-ой сосредоточенной по спектру канальной помехи [6], с. 7, излучаемой в эфир сторонним (мешающим) радиопередающим устройством и представляющей собой, синусоидальное колебание на фиксированной частоте в пределах полосы частот , занимаемой спектром передаваемого i-го канального сигнала первого группового сигнала (фиг. 2,а).

Синусоидальное колебание на фиксированной частоте в пределах полосы частот приема сигнала, имитирующее реальную сосредоточенную по спектру канальную помеху, часто используется для проверки помехоустойчивости РПУ в целом и его составной части - демодулятора. Такого вида i-ую сосредоточенную по спектру помеху в дальнейшем будем называть i-ой внутриполосной канальной помехой (попадающей в полосу пропускания канальных фильтров 17 i-го БКС 151-i).

Напряжения первого и второго образцов такой i-ой внутриполосной канальной помехи могут действовать на входах нормирующих усилителей 18 i-го БКС 151-i на любой фиксированной частоте в пределах полосы пропускания канальных фильтров 17.

Напряжение первого образца i-ой внутриполосной канальной помехи на входе нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 161 i-го БКС 151-i, действующего в пределах интервала стационарности длительностью Δt, можно представить виде:

где U1Пi и ϕ1Пi - амплитуда и фаза первого образца помехи, являющиеся постоянными величинами в пределах интервала Δt, ωПi - угловая частота помехи.

Аналогично можно представить напряжение второго образца i-ой внутриполосной канальной помехи на входе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 162 i-го БКС 151-i:

где U2Пi и ϕ2Пi - амплитуда и фаза напряжения второго образца помехи.

При рассмотрении различных соотношений амплитуд напряжений образцов канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на входах канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 величины амплитуд напряжений U1Пi и U2Пi образцов внутриполосной канальной помехи на выходах этих фильтров будем выбирать заведомо существенно большими действительных средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи U1МПi и U2МПi т.е. U1Пi>>U1МПi и U2Пi>>U2МПi.

Здесь следует отметить, что в процессе приема суммарного сигнала на любом интервале стационарности длительностью Δt величины средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 зависят как от уровней соответствующих образцов канальных сигналов (в данном случае второго группового сигнала), так и от ширины спектра каждого из этих канальных сигналов, который, как отмечалось выше, может занимать полосу частот от единиц герц до максимальной величины - Гц, в зависимости от средней скорости скачкообразных изменений манипулируемого параметра канального сигнала при угловой манипуляции, определяемого функцией θCi(t) из (1), например, фазы - при ОФТ, ДОФТ или частоты - при ЧТ, ДЧТ.

Реальные средние значения амплитуд напряжений образцов межканальной помехи на выходе каждого канального фильтра 17 можно определить только экспериментально или экспертным путем, поскольку в аналитическом виде такого рода помехи в технической литературе не определены.

Анализ работы i-го БКС 151-i при действии напряжений образцов i-ой внутриполосной канальной помехи, амплитуды которых существенно превышают средние значения амплитуд напряжений соответствующих образцов межканальной помехи, позволит произвести оценку соотношения напряжений сигнал/помеха на выходе каждого i-го БКС 151-i (определяющего помехоустойчивость приема каждого i-го канальный сигнала) при более тяжелых условиях связи, чем при действии реальных значений напряжений образцов межканальной помехи. Соответственно при таких значениях U1Пi и U2Пi влияние межканальных помех на помехоустойчивость приема можно не учитывать, а рассматривать помехоустойчивость приема только от воздействия внешней i-ой внутриполосной канальной помехи.

Таким образом, на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 161 i-го БКС 151-i будут действовать два колебания - первого образца i-го канального сигнала U1Ci(t) и первого образца i-ой внутриполосной канальной помехи U1Пi(t), определяемые выражениями (3) и (19) соответственно:

На выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 162 БКС 151-i также будут действовать два колебания - второго образца i-го канального сигнала U2Ci(t) и второго образца i-ой внутриполосной канальной помехи U2Пi(t), определяемые выражениями (4) и (20) соответственно:

Аналитического выражения, описывающего с высокой точностью сумму двух колебаний типа (21) и (22) в технической литературе не найдено. Однако, если учесть, что в выражениях (21) и (22) расстройка |Δω|=|ωCiПi| является малой величиной по сравнению со средней круговой частотой (ωCiПi)/2, а также то, что с определенной вероятностью возможны ситуации, когда функция θCi(t), определяющая вид угловой манипуляции i-го канального сигнала, скачкообразно изменяет свое значение в пределах интервала стационарности длительностью Δt относительно редко, или остается постоянной величиной (что может иметь место при передаче по i-му частотному каналу первого группового сигнала, например, в режиме ОФТ или ЧТ сигнала «нажатие» в виде серии двоичных символов «1», передаваемых в пределах интервала Δt), то каждое результирующее колебание можно считать узкополосным процессом [11].

Для оценки помехоустойчивости приема i-го канального сигнала, которая характеризуется величиной соотношения напряжений сигнал/помеха на выходе i-го БКС 151-i при различных соотношениях напряжений образцов канального сигнала и внутриполосной помехи, рассмотрим процесс приема суммарного сигнала и внутриполосной канальной помехи в пределах каждого из обозначенных на фиг. 3,а,б интервалов времени.

1. Прием на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах временного интервала T1 (0<t<t1).

В пределах этого интервала на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 161 i-го БКС 151-i амплитуда напряжения первого образца внутриполосной канальной помехи U1Пi превышает амплитуду напряжения первого образца i-го канального сигнала U1Ci и существенно превышает среднюю амплитуду напряжения первого образца межканальной помехи U1МПi, т.е. U1Ci<U1Пi>>U1МПi.

При этом амплитуда напряжения второго образца i-го канального сигнала U2Ci в пределах интервала времени T1 (0<t<t1) в соответствии с фиг. 3,а превышает амплитуду напряжения второго образца внутриполосной канальной помехи U2Пi, которая, в свою очередь, существенно превышает среднюю амплитуду напряжения второго образца межканальной помехи U2МПi, т.е. U2Ci>U2Пi>>U2МПi.

Огибающую U1T1(t) результирующего колебания (21), представляющего собой узкополосный процесс на интервале времени T1, можно с определенной степенью точности представить согласно [11], с. 119, в виде:

где M1iT1=U1Ci/U1Пi - i-ое канальное соотношение амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 161 на любом интервале стационарности длительностью Δt, заканчивающимся в рассматриваемый момент времени t и выбираемом в пределах первого (в соответствии с фиг. 3,а,б) интервала времени T1, при M1iT1<1 и ωCi1Пi=Δω>0.

При этом результирующее колебание (21) на входе нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 161 с учетом (23) будет иметь вид [11]:

где θ(t) - функция, описывающая изменения фазы результирующего колебания с центральной частотой внутриполосной канальной помехи ωПi при U1Пi>U1Ci [11].

Для второго узла фазирования 162 огибающую U2iT1(t) узкополосного процесса (22) на входе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 162 аналогично (23) можно представить в виде:

где R2iT1=U2Пi/UCi - i-oe канальное соотношение амплитуд напряжений помеха/сигнал на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 162 на интервале стационарности длительностью Δt при R2iT1<1.

Результирующее колебание (22) на входе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 162 с учетом (25) будет иметь вид [11]:

где θ'(t) - функция, описывающая изменения фазы результирующего колебания с центральной частотой сигнала ωCi при U2Ci>U2Пi [11].

Постоянная времени системы АРУ нормирующих усилителей 18 должна быть больше периода изменения огибающей результирующего колебания (биений) с частотой Δω и, в тоже время, меньше интервала Δt.

Из (24) и (26) следует, что в пределах конкретного интервала стационарности длительностью Δt средние значения амплитуд результирующих колебаний на входах нормирующих усилителей 18 узлов фазирования 161 и 162 с учетом максимального и минимального значений переменной величины cosΔωt будут иметь вид:

Определим в выражении (27) значение второго сомножителя числителя (в скобках):

Здесь учтено, что при извлечении корня квадратного каждое из двух слагаемых должно быть больше нуля при M1iT1<1.

Соответственно и в выражении (28) значение второго сомножителя числителя также будет равно:

Таким образом, выражения (27) и (28) принимают следующий вид:

Учитывая, что АРУ нормирующего усилителя 18 каждого из узлов фазирования 161 и 162 реагирует на среднее значение амплитуды входного колебания, среднее значение амплитуды нормированного результирующего колебания на выходе нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 161 с учетом (15) и (27') будет равно:

Здесь К1 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 161, при котором его выходной уровень нормируется системой АРУ до известной величины UCH, определяемой выражением (15).

Из (29) определим величину К1 на конкретном интервале стационарности Δt в пределах первого (в соответствии с фиг. 3,а,б) временного интервала T1, на котором величина M1iT1<1 принимает соответствующее значение:

Используя принцип суперпозиции на выбранном интервале стационарности длительностью Δt, выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 161 в этом случае будет иметь вид:

Здесь первое слагаемое, характеризующее напряжение первого образца канального сигнала на выходе первого перемножителя 19 первого узла фазирования 161 можно представить аналогично выражению (7):

При этом измерительный фильтр 20 первого узла фазирования 161, выделит из суммы двух колебаний только гармоническое колебание с центральной частотой этого фильтра ωфiCiPi, которое по аналогии с (8) и с учетом (30) можно представить в виде:

Второе слагаемое в (31), характеризующее напряжение первого образца внутриполосной канальной помехи на выходе первого перемножителя 19 первого узла фазирования 161, будет иметь вид:

Из рассмотрения (34) следует, что в первом перемножителе 19 гармоническое колебание помехи U1Пi(t) преобразуется в два колебания с угловой манипуляцией: на верхней несущей частоте ωвПiPi (первое слагаемое в круглых скобках) и на нижней несущей частоте ωнПiPi (второе слагаемое в круглых скобках).

Спектральные составляющие первого колебания с угловой манипуляцией на несущей частоте ωв намного выше центральной частоты ωФi измерительного фильтра 20 и легко им отсеиваются, а отдельные спектральные составляющие второго фазоманипулированного сигнала на несущей частоте ωн могут попасть в полосу пропускания измерительного фильтра 20.

Однако, учитывая, что полоса пропускания измерительного фильтра 20 много меньше полосы пропускания канального фильтра 17, соответствующей спектру принимаемого сигнала, реакцию узкополосного измерительного фильтра 20 на указанные выше отдельные спектральные составляющие помехи с угловой манипуляцией можно не учитывать ввиду малых уровней этих составляющих.

Таким образом, выходное напряжение измерительного фильтра 20 при приеме смеси сигнала и внутриполосной канальной помехи с определенной степенью точности будет соответствовать выражению (33), т.е. выходное напряжение этого фильтра будет определять «вес» канального сигнала в смеси сигнала и помехи:

Используя принцип суперпозиции, выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 161 с учетом (35) будет иметь вид:

Первое слагаемое в (36), определяет напряжение первого образца канального сигнала на выходе второго перемножителя 21 первой ветви фазирования 161. По аналогии с (10) и с учетом (30) и (35) это слагаемое можно записать в виде:

Учитывая, что первое слагаемое в (37) отсеивается при дальнейшей фильтрации, будем учитывать, как и ранее, только второе слагаемое на первом входе сумматора 22, характеризующее напряжение первого образца канального сигнала:

со средним значением амплитуды

Второе слагаемое в (36) определяет напряжение внутриполосной канальной помехи на первом входе сумматора 22. С учетом (19), (30) и (35) это слагаемое будет иметь вид:

По аналогии с (37) в (39) будем учитывать только второе слагаемое на первом входе сумматора 22, характеризующего напряжение первого образца внутриполосной канальной помехи:

где ω'ПiCiPiПi, ψ11CiPi1Пi.

Аналогичные операции выполним и для определения результирующего колебания на выходе второго перемножителя второго узла фазирования 162, которое подается на второй вход сумматора 22.

В этом случае на выбранном интервале стационарности длительностью Δt среднее значение амплитуды нормированного результирующего колебания на выходе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 162 с учетом (15) и (28') будет равно:

Здесь К2 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 162, при котором его средний выходной уровень нормируется системой АРУ до известной величины UCH (15).

Из (41) определим величину К2, являющуюся постоянной в пределах интервала стационарности Δt, заканчивающегося в рассматриваемый момент времени t:

Используя принцип суперпозиции, выходной продукт первого перемножителя 19 второго узла фазирования 162 в этом случае будет иметь вид:

Здесь первое слагаемое, характеризующее напряжение второго образца i-го канального сигнала первого группового сигнала на выходе первого перемножителя 19 второго узла фазирования 162, которое по аналогии с (32) можно представить в виде:

При этом измерительный фильтр 20 второго узла фазирования 161, выделит из суммы двух колебаний только гармоническое колебание с центральной частотой этого фильтра ωфiCiPi, которое по аналогии с (9) и с учетом (42) можно представить в виде:

Второе слагаемое в (43), характеризующее напряжение помехи на выходе первого перемножителя 19 второго узла фазирования 162 будет иметь вид:

Аналогично ранее рассмотренному, в первом перемножителе второго узла фазирования 162 гармоническое колебание помехи U2Пi(t) преобразуется в два сигнала с угловой манипуляцией: на верхней несущей частоте ωвПiPi (первое слагаемое в круглых скобках) и на нижней несущей частоте ωнПiPi (второе слагаемое в круглых скобках).

Спектральные составляющие первого сигнала с угловой манипуляцией на несущей частоте ωв намного выше центральной частоты ωФi измерительного фильтра 20 и легко им отсеиваются, а отдельные спектральные составляющие второго фазоманипулированного сигнала на несущей частоте ωн могут попасть в полосу пропускания измерительного фильтра 20.

Однако, учитывая, как и в первом узле фазирования 161, что полоса пропускания измерительного фильтра 20 много меньше полосы пропускания канального фильтра 17, реакцию узкополосного измерительного фильтра 20 на указанные выше отдельные спектральные составляющие сигнала с угловой манипуляцией можно не учитывать.

Таким образом, выходное напряжение измерительного фильтра 20 при приеме смеси канального сигнала и внутриполосной помехи с определенной степенью точности будет соответствовать выражению (45):

Используя принцип суперпозиции на выбранном интервале стационарности Δt, выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 162 будет иметь вид:

Первое слагаемое в (48), определяет напряжение второго образца i-го канального сигнала первого группового сигнала на выходе второго перемножителя 21 второго узла фазирования 162. По аналогии с (37) и с учетом (42) и (47) это слагаемое можно записать в виде:

Учитывая, что первое слагаемое в (49) отсеивается при дальнейшей фильтрации, будем учитывать как и ранее только второе слагаемое на втором входе сумматора 22, характеризующее напряжение второго образца канального сигнала:

со средним значением напряжения амплитуды

Второе слагаемое в (48) определяет напряжение помехи на втором входе сумматора 22. С учетом (42) и (47) это слагаемое будет иметь вид:

По аналогии с (39) в (51) будем учитывать только второе слагаемое на втором входе сумматора 22, характеризующего напряжение помехи:

где ω'ПiCiPiПi, ψ22CiPi2Пi.

В сумматоре 22 амплитуды первого и второго образцов канального сигнала первого группового сигнала с выходов вторых перемножителей узлов фазирования 161, 162 и определяемые выражениями (38) и (50), складываются алгебраически как синфазные колебания. Результирующее напряжение канального сигнала на выходе i-го БКС 151-i, реализующего оптимальное сложение образцов этого сигнала, будет иметь вид:

со средним значением амплитуды результирующего напряжения канального сигнала в виде:

Амплитуды напряжений образцов внутриполосной канальной помехи, определяемые выражениями (40) и (52), в сумматоре 22 складываются геометрически, как колебания с одной и той же частотой ω'ПiCiPiПi и различными фазами: ψ11CiPi1Пi и ψ22CiPi2Пi.

Результирующее напряжение внутриполосной канальной помехи на выходе i-го БКС 151-i будет равно [12], с. 185:

где - амплитуда результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи;

Δψ=ψ21;

Определим среднее значение амплитуды UPOПiT1(Δψ) результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи.

С учетом максимального и минимального значений величины cos(ψ21), характеризующей разность фаз между напряжениями двух образцов внутриполосной канальной помехи, которая может изменяться произвольным образом, в том числе и в пределах любого из выбираемых интервалов стационарности длительностью Δt, среднее значение величины UPOПiT1(Δψ) будет равно:

при условии, что M1iT1>R2iT1, или

при условии, что R2iT1>M1iT1.

Результирующее канальное соотношение средних значений результирующих амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе i-го БКС 151-i (на входе i-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 111) при оптимальном (весовом) сложении разнесенных образцов i-го канального сигнала на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах временного интервала T1 (0<t<t1) в соответствии с фиг. 3,а,б, с учетом (53') и (55) будет равно:

Или с учетом (56):

2. Прием на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах временного интервала Т2 (t1<t<t2).

В данном случае в пределах временного интервала Т2 имеют место неравенства: 1) U1Пi/U1Ci=R1iT2<1 и 2) U2Пi/U2Ci=R2iT2<1.

Следовательно, напряжение первого образца канального сигнала на выходе второго перемножителя 21 первого узла фазирования 161 или на первом входе сумматора 22 с учетом идентичности узлов фазирования 161 и 162 и в соответствии с выражениями (50), (50') запишется в виде:

со средним значением напряжения амплитуды

Аналогичным образом запишется напряжение второго образца канального сигнала на втором входе сумматора 22:

со средним значением напряжения амплитуды

В сумматоре 22 средние значения амплитуд первого и второго образцов канального сигнала первого группового сигнала, определяемые выражениями (59') и (60'), складываются алгебраически как синфазные колебания.

Напряжение результирующего канального сигнала на выходе i-го БКС 151-i, реализующего оптимальное сложение образцов этого сигнала, с учетом (59') и (60') будет иметь вид:

со средним значением амплитуды результирующего напряжения канального сигнала

Не трудно показать, что напряжение первого образца внутриполосной канальной помехи на первом входе сумматора 22 по аналогии с выражением (52) будет иметь вид:

где ω'ПiCiPiПi, ψ'1=ϕ'1Ci-ϕ'Pi-ϕ'1Пi.

Здесь, как и ранее, имеется ввиду, что каждая из величины R1iT2, ψ'1, ϕ'1Ci, ϕ'Pi, ϕ'1Пi принимает конкретное численное значение на каждом выбираемом интервале стационарности длительностью Δt в пределах временного интервала Т2 (t1<t<t2).

Аналогичный вид будет иметь и напряжение второго образца внутриполосной канальной помехи на втором входе сумматора 22:

где ψ'2=ϕ'2Ci-ϕ'Pi-ϕ'2Пi.

Амплитуды напряжений образцов внутриполосной канальной помехи, определяемые выражениями (62) и (63), в сумматоре 22 складываются геометрически, как колебания с одной и той же частотой ω'ПiCiPiПi и различными фазами.

Результирующее напряжение внутриполосной канальной помехи на выходе i-го БКС 151-i аналогично выражению (54) будет равно:

где -

- амплитуда результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи; Δψ'=ψ'2-ψ'1;

Определим среднее значение амплитуды UPOПiT2(Δψ') результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи (64).

С учетом максимального и минимального значений величины cos(ψ'2-ψ'1), характеризующей разность фаз между напряжениями двух образцов внутриполосной канальной помехи, которая может изменяться произвольным образом, в том числе и в пределах любого из выбираемых интервалов стационарности Δt на временном интервале T2, среднее значение величины UPOПiT2(Δψ') будет аналогично выражению (56) равно:

при условии R1iT2>R2iT2, или:

Таким образом, при ведении радиосвязи на любом интервале стационарности Δt в пределах временного интервала T2 результирующее канальное соотношение средних амплитуд сигнал/помеха на выходе i-го БКС 151-i или на входе i-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 111 при оптимальном (весовом) сложении разнесенных образцов i-го канального сигнала с учетом (61') и (65) будет равно:

Или с учетом (66):

3. Прием на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах временного интервала Т3 (t2<t<t3).

В данном случае в пределах временного интервала Т3 имеют место неравенства: 1) U1Пi/U1Ci=R1iT3<1 и 2) U2Ci/U2Пi=M2iT3<1.

Таким образом, условия приема суммарного сигнала на интервале Т3 фактически аналогичны условиям приема на интервале T1 и отличаются в основном тем, что на входах узлов фазирования 161 и 162 соотношения напряжений сигнал/помеха и помеха/сигнал, каждое из которых меньше единицы, поменялись местами. Соответственно с учетом идентичности узлов фазирования результирующее канальное соотношение средних амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе i-го БКС 151-i или на входе i-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 111 при оптимальном (весовом) сложении разнесенных образцов i-го канального сигнала по аналогии с (57) будет равно:

Или аналогично (58):

Проведем оценку помехоустойчивости приема i-го канального сигнала первого группового сигнала (фиг. 2,а) в виде соотношения сигнал/помеха на выходе соответствующего устройства линейного сложения (на входе i-го демодулятора) известной системой связи - прототипа [5].

Учитывая, что приемные комплексы сравниваемых систем связи должны работать в одних и тех же условиях, т.е. вести разнесенный прием на две антенны, принимающие электромагнитные волны, поляризованные во взаимно перпендикулярных направлениях, то и замирания двух образцов принимаемого группового сигнала на выходах двух РПУ как предлагаемой системы связи, так и прототипа, должны быть одинаковы.

Как уже отмечалось выше, при линейном сложении сигналов двух ветвей разнесения выдвигаются жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения, т.е. антенны, а также РПУ ветвей разнесения должны быть строго идентичны по коэффициентам усиления [6]. Предположим, что это условие выполняется.

Аналогично вышеизложенному будем рассматривать работу известной системы связи - прототипа, при приеме двух образцов каждого i-го канального сигнала, подверженных поляризационным замираниям в соответствии моделью характера замираний, приведенной на фиг. 2,а.

Пусть, как и ранее, образцы группового сигнала U1C(t) и U2C(t) вида (3) и (4), а также образцы внутриполосной синусоидальная канальной помехи U1Пi(t) и U2Пi(t) вида (17) и (19) с выходов линейных трактов соответствующих РПУ приемного комплекса известной системы связи поступают в пределах любого из временных интервалов стационарности длительностью Δt на N канальных блоков (КБ), каждый из которых рассчитан на сдвоенный прием и состоит из двух идентичных активных фильтров [5].

Выделенные фильтрами i-го канального блока напряжения образцов i-го канального сигнала и i-й внутриполосной канальной помехи на входах устройства линейного сложения (УЛС) в составе блока вычисления разности фаз (БВРФ) можно представить аналогично (21) и (22) в виде:

- на первом входе -

- на втором входе -

Здесь и в дальнейшем будем считать, что коэффициент передачи каждого активного фильтра и каждого УЛС равен 1.

Следует отметить, что при любом виде линейного сложения сигналов частотные составляющие спектра каждого из образцов i-го канального сигнала ветвей разнесения не должны быть подвержены селективным искажениям при их сложении. Из этого следует, что линейное сложение напряжений образцов i-ой внутриполосной канальной помехи должно осуществляться по такому же закону, что и линейное сложение напряжений образцов i-го канального сигнала.

Используя принцип суперпозиции, результат некогерентного линейного сложения напряжений двух образцов i-го канального сигнала и с учетом (71) и (72) можно представить в виде:

Как отмечалось выше, аналитического выражения, описывающего с высокой точностью сумму двух колебаний типа (73) в технической литературе не найдено. Однако, если учесть, что в выражениях (73) растройка |Δω|=|ωCiПi| является малой величиной по сравнению со средней круговой частотой (ωCiПi)/2, а также то, что с определенной вероятностью возможны ситуации, когда функция θCi(t), определяющая вид угловой манипуляции i-го канального сигнала, скачкообразно изменяет свое значение в пределах интервала стационарности длительностью Δt относительно редко, или остается постоянной величиной (что может иметь место при передаче по i-му частотному каналу первого группового сигнала, например, в режиме ОФТ или ЧТ сигнала «нажатие» в виде серии двоичных символов «1», передаваемых в пределах интервала Δt), то результирующее колебание можно считать узкополосным процессом [11].

С достаточной для проведения необходимых расчетов точностью выражение (73) в соответствии с [11], с. 185 можно записать в виде:

где огибающую UРЛCi и фазу ϕРЛCi результирующего напряжения канального сигнала на любом из интервалов стационарности длительности Δt можно определить в виде:

Определим среднее значение амплитуды UРЛCi (74) результирующего напряжения канального сигнала после линейного сложения.

С учетом максимального и минимального значений величины cos(ϕ2Ci1Ci), характеризующей разность фаз между напряжениями двух образцов канального сигнала, которая может изменяться произвольным образом, в том числе и в пределах любого из выбираемых интервалов стационарности Δt на каком либо временном интервале Т, среднее значение величины UРЛCi аналогично выражению (55) будет равно:

при условии U1Ci>U2Ci, или:

Аналогичным образом с учетом (71) и (72) можно получить результат некогерентного линейного сложения напряжений двух образцов i-ой внутриполосной канальной помехи:

где результирующее значение напряжения амплитуды UРЛПi и результирующее значение фазы ϕРЛПi внутриполосной канальной помехи на любом из интервалов Δt стационарности в соответствии с [12], с. 185 определяются в виде:

Среднее значение амплитуды результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи после линейного сложения напряжений двух ее образцов можно записать аналогично (76) и (77) в виде:

либо в виде:

Соответственно, при приеме образцов первого группового сигнала и внутриполосной канальной помехи, действующей в пределах полосы частот i-го канального сигнала, результирующее канальное соотношение средних значений амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе i-го устройства линейного сложения или на входе i-го канального демодулятора известной системы связи [5] будет равно:

1. При приеме на любом интервале стационарности длительностью Δt в пределах первого временного интервала T1 (0<t<t1) и первой половины временного интервала T2 (t1<t<2), где U2Ci>U1Ci и U1Пi>U2Пi и с учетом (77) и (81):

2. При приеме на любом интервале стационарности длительностью Δt в пределах второй половины второго временного интервала Т2 (2<t<t2) и третьего временного интервала Т3 (t2<t<t3), где U1Ci>U2Ci и U2Пi>U1Пi и с учетом (76) и (82):

Таким образом, приведенные выше выражения позволяют производить оценку результирующих канальных соотношений сигнал/помеха на выходе любого i-го устройства сложения (оптимального и линейного) разнесенных образцов i-го канального сигнала (или на входе i-го канального демодулятора) каждой из сравниваемых систем связи в зависимости от исходного канального соотношения сигнал/помеха на выходе линейного тракта каждого из РПУ 101 и 102 системы связи.

Однако, при сравнении величин НPioпт и HPiлин необходимо знать критическое значение соотношения сигнал/помеха (внутриполосная) на входе каждого демодулятора Нкр.=UC/UП, ниже которого происходит сбой его работы. Поскольку ранее мы условились, что демодуляторы сравниваемых систем связи идентичны, то величина Нкр. для сравниваемых систем связи должна быть одинаковой, т.е. Нкр.линкр.опт.

Численное значение величины Нкр для промышленного демодулятора телеграфных сигналов, например, для демодулятора (блок Б5-72) из состава РПУ 3-го поколения Р-160П [10] составляет Нкр<1,66 для режимов работы ЧТ и Hкр<2 для режимов ОФТ.

Расчетные данные соотношений HPiлин и НPioпт, вычисленных по формулам (57), (67), (68), (69), (83), (84) при различных значениях величин U1Ci, U1Пi, U2Ci, U2Пi, фиксируемых в относительные моменты времени t в соответствии с фиг. 2,а, приведены в таблице.

Из анализа таблицы следует, что предлагаемая система высокоскоростной декаметровой радиосвязи существенно превосходит известную систему радиосвязи - прототип, по помехоустойчивости приема любого i-го канального сигнала при одновременном действии на входе (выходе) линейного тракта каждого из двух РПУ 101 и 102 соответствующего образца внутриполосной канальной помехи с частотой в пределах полосы частот, занимаемой спектром i-го канального сигнала.

Кроме того, поскольку при расчетах помехоустойчивости приема любого i-го канального сигнала принималось условие, что на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 161 и 162 величины амплитуд напряжений U1Пi и U2Пi образцов внутриполосной канальной помехи выбраны заведомо существенно большими действительных средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи U1МПi и U2МПi т.е. U1Пi>>U1МПi и U2Пi>>U2МПi, то помехоустойчивость приема любого i-го канального сигнала, характеризующаяся соотношением HPioпт=UPO ср CiTX/UPOcpПiTX на конкретном временном интервале ТХ (Т1,Т2,Т3) в соответствии с фиг. 3,а, в основном определяется величинами амплитуд напряжений образцов внутриполосной канальной помехи и фактически не зависит от действия напряжений образцов межканальной помехи.

Следует также отметить, что в предлагаемой системе связи при одной и той же длительности канальной посылки сигнала Ткан, что и у известной системы связи (прототипа) [5], общая скорость передачи двоичной информации в 2 раза выше. Поэтому для сравнении величин соотношений сигнал/помеха НPiопт и НPiлин предлагаемой системы связи и прототипа при их работе в абсолютно одинаковых условиях, необходимо в прототипе скорость передачи увеличить в 2 раза, например, путем увеличения кратности уплотнения k сигнала в каждом частотном канале группового сигнала (фиг. 2,а).

Например, при проведении сравнения в предлагаемой системе связи в каждом из 2N частотных каналов можно использовать сигналы ОФТ или ЧТ при k=1, а в прототипе (при той же скорости манипуляции канальных сигналов) - сигналы ДОФТ или ДЧТ при k=2, обеспечивающих скорость передачи двоичной информации в 2 раза выше, чем сигналами ОФТ или ЧТ. При этом данные расчета соотношений сигнал/помеха HPiлин и НPioпт на входе каждого i-го демодулятора сравниваемых систем (приведенные в таблице) не изменятся. Изменится только величина Нкр.лин для каждого i-го демодулятора известной системы в сторону больших значений при использовании сигналов ДОФТ или ДЧТ, т.е. Нкр.линкр.опт или Нкр.лин=L Нкр.опт, где коэффициент L>1. Соответственно выигрыш в помехоустойчивости предлагаемой системы связи по отношению к прототипу в действительности должен возрасти дополнительно в L раз, т.е. выигрыш Q по помехоустойчивости можно определить в виде:

где значения НPioпт и HPiлин при различных относительных единицах времени t приведены в таблице.

Из приведенного выше анализа следует, что преимущество предлагаемой системы связи по отношению к прототипу по помехоустойчивости приема каждого i-го канального сигнала при действии i-ой сосредоточенной по спектру помехи достигается за счет того, что при повышении групповой скорости передачи данных в 2 раза скорость передачи данных по каждому из 2N частотных каналов не повышается, кроме того, при осуществлении разнесенного сдвоенного приема на две антенны 91 и 92, принимающие волны, поляризованные во взаимно перпендикулярных направлениях, используется оптимальное (весовое) сложение напряжений двух образцов каждого из 2N канальных сигналов, которое, в свою очередь, обеспечивает увеличение канального соотношения сигнал/помеха на входе соответствующего канального демодулятора блока канальных демодуляторов 111 или 112.

Поскольку канальные сигналы каждого группового сигнала ортогональны, т.е. независимы друг от друга, то помехоустойчивость приема любого i-го канального сигнала первого и второго групповых сигналов не зависит от помехоустойчивости приема любого другого канального сигнала. Соответственно достигается выигрыш и по помехоустойчивости приема суммарного сигнала в целом в условиях мешающего воздействия как одной сосредоточенной по спектру канальной помехи, так и при одновременном действии G сосредоточенных по спектру канальных помех (G≤N), каждая из которых попадает в полосу частот , занимаемую одним из 2N канальных сигналов первого и второго групповых сигналов.

Выигрыш по помехоустойчивости приема будет достигаться и при наличия мешающего действия флуктуационных помех, действующих в пределах полос частот, занимаемых канальными сигналами, за счет того, что в каждом БКС образцы канального сигнала складываются алгебраически, как синфазные колебания, а флуктуационные помехи (шумы) складываются геометрически.

С практической точки зрения все составные части системы декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных реализуемы, более того, большинство составных частей системы (за исключением передающих антенн 71, 72, приемных антенн 91, 92 и усилителей мощности в составе радиопередающих устройств 61, 62) могут быть реализованы с использованием методов цифровой обработки сигналов [10].

В заключение следует отметить, что реализация предлагаемого изобретения - системы декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных позволит достичь следующих преимуществ по отношению к известным системам [1], [4], [5]:

1. Увеличить групповую скорость передачи данных в 2 раза фактически без расширения полосы частот при передаче и приеме групповых сигналов.

2. Повысить помехоустойчивость приема двоичной информации как при мешающем воздействии сосредоточенных по спектру (синусоидальных) помех, так и флуктуационных помех.

3. Расширить функциональные возможности по отношению к известной системе [5] в части передачи и приема более широкого класса канальных сигналов с угловой манипуляцией: как с фазоразностной, так и с частотной манипуляцией при любой кратности k уплотнения канальных сигналов.

Источники информации

1. Кловский Д.Д. Теория передачи сигналов. Учебник для вузов. М.: Связь, 1973, 376 с.

2. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М.: Советское радио, 1970, 728 с.

3. Кловский Д.Д., Николаев Б.И. Инженерная реализация радиотехнических схем (в системах передачи дискретных сообщений в условиях межсимвольной интерференции). М.: Связь, 1975, 200 с.

4. Киселев A.M., Махотин В.В., Рыжов Н.Ю., Шаталова Г.В. Способ реализации высокоскоростного параллельного модема // Техника радиосвязи. 2006. Вып. 11. С. 5-15.

5. Гинсбург В.В., Гиршов B.C., Заездный A.M., Каган Б.Д., Кустов О.В., Окунев Ю.Б. и др. Аппаратура передачи дискретной информации МС-5 / Под редакцией Заездного A.M. и Окунева Ю.Б. - М.: Связь, 1970, 152 с.

6. Н.А. Сартасов, В.М. Едвабный, В.В. Грибин. Коротковолновые магистральные радиоприемные устройства. М.: Связь, 1971, 288 с.

7. Г.З. Айзенберг, С.П. Белоусов, Э.М. Журбенко, Г.А. Клигер, А.Г. Курашов. Коротковолновые антенны / Под редакцией Г.З. Айзенберга. - 2-е, перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1985, 536 с.

8. М.В. Назаров, Б.И. Кувшинов, О.В. Попов. Теория передачи сигналов. М.: Связь, 1970, 368.

9. М.П. Долуханов. Распространение радиоволн. М.: Связь, 1972. 336 с.

10. Березовский В.А., Дулькейт И.В., Савицкий O.К. Современная декаметровая радиосвязь: оборудование, системы и комплексы / Под ред. В.А. Березовского. – М.: Радиотехника, 2011, 444 с.

11. И.С. Гоноровский. Радиотехнические цепи и сигналы. Учебник для вузов. Изд. 3-е, перераб. и доп. М.: Сов. радио, 1977, 608 с.

12. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике. М.: Физ.-матем. литература, 1962, 608 с.

Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий две приемные антенны, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства, и блок Ν канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений, отличающаяся тем, что введены в передающий комплекс последовательно соединенные дополнительный блок N канальных манипуляторов, входы которого соединены с соответствующими дополнительными выходами последовательно-параллельного преобразователя, дополнительное радиопередающее устройство и дополнительная передающая антенна, а в приемный комплекс введены дополнительный блок N канальных демодуляторов и 2Ν блоков когерентного сложения сигналов (БКС), один вход каждого из которых объединен с выходом одного радиоприемного устройства, а другой вход каждого БКС объединен с выходом другого радиоприемного устройства, причем выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов, а выход каждого БКС из состава второй группы из Ν других БКС с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом дополнительного блока N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими дополнительными входами параллельно-последовательного преобразователя, каждый БКС содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения. Технический результат состоит в повышении помехоустойчивости приема данных при мешающем воздействии сосредоточенных по спектру синусоидальных и флуктуационных помех.

Изобретение относится к способу связи между клиентским устройством и беспроводным периферийным устройством в системе связи. Технический результат заключается в обеспечении связи между клиентским устройством и периферийным устройством и ее защиты.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах спутниковой связи. Технический результат состоит в повышении надежности управления группой спутников.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться для демодуляции сигнала, несущего сообщение, переданное наземным радиомаяком. Технический результат состоит в повышении точности определения местоположения аварийных радиомаяков спутниковой системой.

Изобретение относится к области радиосвязи. Техническим результатом является повышение надежности работы и качества передаваемой информации по радиоканалам в условиях воздействия на передачу радиопомех.
Изобретение относится к области дистанционного радиоуправления системами сигнализации или системами контроля доступа с многоканальной двусторонней радиосвязью на переключаемых узкополосных ЧМ-радиоканалах.

Изобретение относится к радиотехнике и используется для определения координат и передачи аварийного сообщения о ситуации «человек за бортом» через автоматическую идентификационную систему (АИС) на ближайшие суда и станции приема сигналов АИС.

Изобретение относится к электросвязи, в частности к устройствам оценки информационного обмена в системах связи. Техническим результатом предлагаемого устройства является повышение точности оценки КПД передачи информации за счет учета при ее определении воздействия на систему связи помех путем дополнительной оценки параметра помехоустойчивости и уточнения с ее помощью оценки КПД передачи информации.

Изобретение относится к области радиосвязи, а именно к системам сеансовой связи, обеспечивающим выполнение высоких требований к достоверности передачи сообщений.

Изобретение относится к системам беспроводной связи. Технический результат - увеличение объема представляемой информации, относящейся к обратной связи.

Изобретение относится к области техники связи и может быть использовано в многолучевых спутниковых системах доступа к информационным ресурсам. Техническим результатом изобретения является распределение мощности бортовых передатчиков между сигналами многолучевой спутниковой системы доступа к информационным ресурсам при ограничениях на нижние пороги скоростей передачи информации в пользовательских соглашениях. Распределение мощности бортовых передатчиков позволяет разным пользователям получать информационный ресурс с разной скоростью в зависимости от их потребности. Изобретение раскрывает способ распределения мощности бортовых передатчиков между сигналами многолучевой спутниковой системы доступа к информационным ресурсам, в котором поиск оптимальных мощностей сигналов выполняется по алгоритму динамического распределения мощности. 1 ил.

Изобретение относится к области техники связи и может быть использовано в системах спутниковой и радиорелейной связи, а также в радиолиниях типа «точка-точка». Технический результат состоит в увеличении эффективности использования спектра радиосистемой, использующей одну поляризацию за счет одновременной передачи в точку приема q радиосигналов с одинаковой несущей частотой, но различными поляризациями. Для этого используют поляризационное уплотнение радиосистемы, при одновременной передаче радиосигналов с одной несущей частотой, но с различными поляризациями, при этом количество одновременно передаваемых сигналов q превышает 2 или более при использовании на передающей стороне трех и более передатчиков, излучающих радиосигналы посредством индивидуальных для каждого передатчика антенн с выбранными при проектировании радиосистемы поляризациями радиосигналов, отличающимися от поляризаций соседних радиосигналов не менее чем на 25-30 градусов и устанавливаемыми посредством необходимой для их получения ориентации в пространстве облучателей апертурных антенн или излучателей щелевых антенн каждого передатчика при работе в СВЧ диапазоне, либо необходимой ориентации антенных вибраторов при использовании более низкочастотных диапазонов и при этом на приемной стороне используются q приемников, антенны каждого из которых предназначены для приема радиосигналов одной из q поляризаций, с выделением на приемной стороне каждого из q передаваемых радиосигналов в результате подачи каждого из результирующих напряжений с выходов высокочастотных трактов каждого из q приемников с их индивидуальными коэффициентами передачи, зависящими от q, на соответствующие номерам этих радиосигналов входы каждого из q сумматоров, причем на выходе каждого сумматора выделяется один из q принимаемых сигналов. 4 ил.
Наверх