Способ и устройство измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений

Изобретение относится к технике связи, в частности к цифровым способам и устройствам измерения спектра информационных акустических сигналов. Техническим результатом является повышение точности цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов на основе компенсации искажений в дискретно-косинусном преобразовании. Группа изобретений включает в себя способ, содержащий преобразование исходного акустического сигнала в основной цифровой информационный сигнал x_о(t), над которым производят первое дискретно-косинусное преобразование и получают первые спектральные ДКП коэффициенты В_о, содержащие помехи в виде боковых лепестков, из основного сигнала формируют зеркальный сигнал x₃(t), над которым осуществляют второе дискретно-косинусное преобразование и формируют вторые спектральные ДКП коэффициенты В_зк, которые также содержат помехи в виде боковых лепестков преобразования, но имеющих противоположную фазу. Затем первые спектральные ДКП коэффициенты складывают со вторыми спектральными ДКП коэффициентами, вследствие чего происходит компенсация помех в виде боковых лепестков преобразования и устройство для его осуществления. 2 н.п. ф-лы, 10 ил.

 

Область техники

Изобретение относится к технике связи, в частности к цифровым способам и устройствам измерения спектра информационных акустических сигналов.

Уровень техники

Известен цифровой способ измерения спектра (Кристоф Раушер «Основы спектрального анализа». М. Rohde & Schwarz, Горячая линия-Телеком. 2006 г. стр. 20, рис. 3.6). Данный способ включает низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование, а также запоминание кодовых комбинаций цифрового сигнала, быстрое преобразование Фурье,, цифровую индикацию.

Известно устройство цифрового анализатора спектра (Кристоф Раушер «Основы спектрального анализа». М. Rohde & Schwarz, Горячая линия-Телеком. 2006 г. стр. 20, рис. 3.6) для осуществления цифрового способа измерения спектра, содержащее: фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, а также оперативное запоминающее устройство, блок быстрого преобразования Фурье, блок индикации с дисплеем.

Недостатком известного способа и устройства является понижение точности измерения спектра информационных акустических сигналов на коротких временных интервалах (мгновенных значениях спектра) вследствие низкой разрешающей способности, и повышенной осцилляцией оценок амплитуды спектральных составляющих. Также в известном способе и устройстве при быстром преобразовании Фурье используется окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих.

Просачивание приводит не только к появлению амплитудных ошибок в спектрах сигналов, но также маскирует составляющие с малыми амплитудами в информационных сигналах и, следовательно, препятствует их измерению. В известном способе и устройстве не существует привязки мгновенных значений спектра к отрезкам временного акустического сигнала, на которых этот спектр измеряется. Кроме того, в известном способе и устройстве не существует возможности измерения модуля спектра и фазочастотной характеристики измеряемого сигнала.

Известен «Способ измерения спектра информационных акустических сигналов телерадиовещания» (патент RU 2573248 С2, опубликовано 20.01.2016, БИ №2), принятый за прототип. Данный способ включает низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование с формированием цифрового информационного сигнала, который далее представляем как цифровой комплексный сигнал у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx₁(t) равна нулю, после чего из цифрового комплексного сигнала осуществляют формирование последовательности сегментов из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, затем осуществляют прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций цифрового комплексного сигнала и формируют 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового комплексного сигнала в спектральной области, после чего в каждом сегменте осуществляют в цифровом виде поворот фазы 2К пар коэффициентов преобразования, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале, а затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье из 2К пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте цифрового комплексного сигнала, после чего осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового комплексного сигнала с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, и получают таким образом ортогональный цифровой информационный сигнал x₁(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t), а также включающий первое дискретно-косинусное преобразование, второе дискретно-косинусное преобразование и цифровую индикацию.

Известно устройство для осуществления «способа измерения спектра информационных акустических сигналов телерадиовещания» (патент № RU 2573248 С2, опубликовано 20.01.2016, БИ №2, содержащее фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, а также содержащее блок удвоения частоты импульсов дискретизации, блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла, последовательно соединенные блок быстрого преобразования Фурье, блок поворота фазы коэффициентов преобразования, блок обратного быстрого преобразования Фурье, блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла, а также содержащее первый блок дискретно-косинусного преобразования, второй блок дискретно-косинусного преобразования, блок индикации с дисплеем,

Недостатком известного способа и устройства является понижение точности измерения спектра информационных акустических сигналов при использовании дискретно-косинусного преобразования вследствие возникновения в спектре помех в виде боковых лепестков, которые могут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Кроме того, помехи в виде боковых лепестков приводит не только к появлению амплитудных ошибок в спектрах сигналов, но также маскирует составляющие с малыми амплитудами в информационных сигналах и, следовательно, препятствует их измерению.

Сущность изобретения

Задачей предлагаемого изобретения является повышение точности цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов на основе компенсации искажений в дискретно-косинусном преобразовании.

Предлагаемый способ измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений, включающий низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование с формированием цифрового информационного сигнала x(t), который далее представляем как цифровой комплексный сигнал у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx₁(t) равна нулю. После чего из цифрового комплексного сигнала осуществляют формирование последовательности сегментов из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, затем осуществляют прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций цифрового комплексного сигнала и формируют 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового комплексного сигнала в спектральной области. После этого в каждом сегменте осуществляют в цифровом виде поворот фазы 2К пар коэффициентов преобразования, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале, а затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье из 2К пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте цифрового комплексного сигнала, после чего осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового комплексного сигнала с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, и получают таким образом ортогональный цифровой информационный сигнал x₁(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t), а также включающий первое дискретно-косинусное преобразование, второе дискретно-косинусное преобразование и цифровую индикацию.

В отличие от прототипа, после аналого-цифрового преобразования цифровой информационный сигнал x(t) задерживают а затем соединяют с ортогональным цифровым информационным сигналом x₁(t) и получают основной цифровой комплексный сигнал состоящий из основного цифрового информационного сигнала x_o(t) и мнимой части этого основного цифрового информационного сигнала jx_1o(t). После этого из основного цифрового комплексного сигнала формируют зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал из которого, в свою очередь выделяют сигнал зеркальной амплитудной огибающей А_з(t) и сигнал зеркальной фазы ϕ_з(t), кроме того основной цифровой комплексный сигнал задерживают и из его составляющей в виде основного цифрового информационного сигнала x_o(t) производят первое дискретно-косинусное преобразование и получают первые спектральные ДКП коэффициенты В_о, содержащие помехи в виде боковых лепестков. А также из задержанного основного цифрового комплексного сигнала выделяют сигнал приращения фазы dϕ за один дискретный отсчет, после чего этот сигнал складывают с сигналом зеркальной фазы ϕ_з(t) и формируют таким образом сигнал с корректированной зеркальной фазой ϕ_кз(t). После этого осуществляют формирование корректированного зеркального цифрового информационного сигнала х_кз(t)=А_з(х)⋅cos ϕ_кз(х), над которым осуществляют второе дискретно-косинусное преобразование и формируют вторые спектральные ДКП коэффициенты корректированного зеркального цифрового информационного сигнала Взк, которые также содержат помехи в виде боковых лепестков преобразования, но имеющих противоположную фазу по отношению помехам, содержащихся в первых спектральных ДКП коэффициентах В_о. Затем первые спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала В_о складывают со вторыми спектральными ДКП коэффициентами корректированного зеркального цифрового информационного сигнала В_зк, вследствие чего происходит компенсация помех в виде боковых лепестков преобразования, после чего над сформированными таким образом спектральными ДКП коэффициентами основного цифрового информационного сигнала с компенсированными помехами далее осуществляют цифровую индикацию.

Поставленная задача решается также тем, что в устройство измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений, содержащее фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, а также блок удвоения частоты импульсов дискретизации, блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла, последовательно соединенные блок быстрого преобразования Фурье, блок поворота фазы коэффициентов преобразования, блок обратного быстрого преобразования Фурье, блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла, а также содержащее первый блок дискретно-косинусного преобразования, второй блок дискретно-косинусного преобразования, блок индикации с дисплеем. Дополнительно введены первая линия задержки, вторая линия задержки, блок формирования комплексного сигнала, блок формирования зеркального сигнала, блок определения приращения фазы, блок суммирования фаз, блок восстановления зеркального сигнала и сумматор. При этом первый выход аналого-цифрового преобразователя соединен со входом блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла и со входом первой линии задержки, выход которой соединен с первым входом блока формирования комплексного сигнала, а второй выход аналого-цифрового преобразователя соединен со входом блока удвоения частоты импульсов дискретизации, причем выход блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла соединен со входом блока быстрого преобразования Фурье. А выход блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла соединен со вторым входом блока формирования комплексного сигнала, выход которого соединен со входом блока формирования зеркального сигнала и со входом второй линии задержки, выход которой соединен со входом блока определения приращения фазы и со входом первого блока дискретно-косинусного преобразования, выход которого соединен с первым входом сумматора. Причем первый выход блока формирования зеркального сигнала соединен с первым входом блока суммирования фаз, второй вход которого соединен с выходом блока определения приращения фазы. А выход блока суммирования фаз соединен с первым входом блока восстановления зеркального сигнала, второй вход которого соединен со вторым выходом блока формирования зеркального сигнала, а выход блока восстановления зеркального сигнала соединен со входом второго блока дискретно-косинусного преобразования, выход которого соединен со вторым входом сумматора, выход которого соединен со входом блока индикации с дисплеем.

Перечень чертежей

Предложенный способ и устройство поясняются фигурами, где:

Фиг. 1. Структурная схема устройства измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений.

Фиг. 2. Схема блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла.

Фиг. 3. Временные диаграммы работы блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла.

Фиг. 4. Схема блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла.

Фиг. 5. Временные диаграммы работы блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла.

Фиг. 6 Схема блока формирования зеркального сигнала. (ССНОФН - схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла; СБПФ - схема быстрого преобразования Фурье; СФЗСК - схема формирования зеркальных спектральных коэффициентов; СОБПФ - схема обратного быстрого преобразования Фурье; СПСКНОН - схема перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла; СВОФ - схема выделения огибающей и фазы.)

Фиг. 7 Схема формирования зеркальных спектральных коэффициентов, входящую в блок формирования зеркального сигнала.

Фиг. 8 Схема выделения огибающей и фазы, входящую в блок формирования зеркального сигнала.

Фиг. 9 Схема блока определения приращения фазы.

Фиг. 10 Схема блока восстановления зеркального сигнала.

Осуществление изобретения

Особенностью предлагаемого способа измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений в отличие от прототипа, является использование зеркального сигнала для компенсации искажений и помех, возникающих при дискретно-косинусном преобразовании (ДКП) информационного сигнала. Использование ДКП с компенсацией искажений позволяет повысить точность цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов за счет компенсации в спектре боковых лепестков преобразования окна и увеличения вследствие этого разрешающей способности и уменьшения осцилляции оценки амплитуды спектральных составляющих.

Способ измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений реализуется следующим образом. Над входным аналоговым информационным акустическим сигналом осуществляют низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование с формированием цифрового информационного сигнала x(t). Частота дискретизации может быть, например 48 кГц, а количество разрядов в кодовой комбинации 16. Этот цифровой информационный сигнал далее представляем как цифровой комплексный сигнал x(t)=x(t)+jx₁(t), у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx₁(t) равна нулю.

Далее из цифрового комплексного сигнала осуществляют формирование последовательности сегментов из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте. Эта оконная функция, в отличие от прямоугольного окна без перекрытия не приводит к появлению разрывов анализируемых функций и возникновению, вследствие этого, в спектре боковых лепестков преобразования окна, которые заметно искажают амплитуды соседних спектральных составляющих. Использование оконной функции Наттолла с последующим 50% перекрытием каждого сегмента из 2К кодовых комбинаций сигнала в каждом сегменте с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности данной оконной функции позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ. Это очень существенно для передачи сигналов художественного вещания. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.

После наложения оконной функции Наттолла на каждый сегмент осуществляют 2К прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций цифрового комплексного сигнала и формируют 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового комплексного сигнала в спектральной области. Это преобразование определяется известной формулой (Н. Ахмед, К.Р. Рао Ортогональные преобразования при обработке цифровых сигналов: Пер.с англ./Под ред. И.Б. Фоменко. - М.: Связь, 1980, - 248 с.):

где: N - число отсчетов, n - номер гармоники, k - индекс отсчета сигнала от 0 до N-1.

А после быстрого преобразования Фурье в каждом сегменте осуществляют в цифровом виде поворот фазы 2К пар коэффициентов преобразования, а именно для коэффициентов с первого по К-ый: значение коэффициента cos 2πnk/N заменяют значением sin 2πnk/N, а значение коэффициента jsin 2πnk/N заменяют значением jcos 27tnk/N с обратным знаком. А для коэффициентов с К плюс первого по 2К минус первый: значение коэффициента cos 2πnk/N заменяют значением sin 2πnk/N с обратным знаком, а значение коэффициента jsin 2πnk/N заменяют значением jcos 2πnk/N. Это соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.

Затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье из 2К пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте цифрового комплексного сигнала. Для более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового комплексного сигнала с предьщущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента и получают таким образом цифровой сигнал, состоящий из К кодовых комбинаций в каждом сегменте.

Поскольку окно Наттола не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то увеличение точности восстановленного основного цифрового комплексного сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ.

Таким образом оказался сформированным ортогональный цифровой информационный сигнал x₁(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t). Далее из этого ортогонального цифрового информационного сигнала и задержанного цифрового информационного сигнала формируют основной цифровой комплексный сигнал состоящий из основного цифрового информационного сигнала x_o(t) и мнимой части этого основного цифрового информационного сигнала jx_1o(t). После этого из основного цифрового комплексного сигнала формируют зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал когда для каждой пары коэффициентов с порядковым номером от нуля до К (порядковый номер пар коэффициентов «i» последовательно увеличивается): "i''-я пара коэффициентов взаимно меняется по значению с "2К-i"-ой парой коэффициентов (например, если на входе имеются значения Х(3)=[-5, j300], а Х(2К-3)=[75, -j12], то на выходе будут установлены значения Х(3)=[75, -j12], а Х(2К-3)=[-5, j300]). Из полученного таким образом зеркального цифрового комплексного информационного сигнала затем выделяют сигнал зеркальной амплитудной огибающей А_з(t) и сигнал зеркальной фазы ϕ₃(t).

Кроме того, основной цифровой комплексный сигнал x_o(t) задерживают и из его составляющей в виде основного цифрового информационного сигнала x_o(t) производят первое дискретно-косинусное преобразование (ДКП) массива данных X(m), m=0, 1,…, N-1, в соответствии с известной формулой (Н. Ахмед, К.Р. Рао Ортогональные преобразования при обработке цифровых сигналов: Пер. с англ. / Под ред. И.Б. Фоменко. - М.: Связь, 1980, - 248 с.):

где L_x(b) - есть b-й коэффициент ДКП, N - число отсчетов;

и формируют первые В_о спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала x_o(t), которые содержат искажения и помехи в виде боковых лепестков преобразования. А также из задержанного основного цифрового комплексного сигнала выделяют сигнал приращения фазы dϕ за один дискретный отсчет. Этот сигнал далее складывают с сигналом зеркальной фазы ϕ_з(t) и формируют таким образом сигнал с корректированной зеркальной фазой ϕ_кз(t). После этого осуществляют формирование корректированного зеркального цифрового информационного сигнала х_кз(t)=А_з(t) cos ϕ_кз(f), над которым осуществляют второе дискретно-косинусное преобразование (ДКП) и формируют вторые В_зк спектральных ДКП коэффициентов корректированного зеркального цифрового информационного сигнала х_кз(t), которые также содержат искажения и помехи в виде боковых лепестков преобразования, но имеющих противоположную фазу по отношению искажениям и помехам, содержащихся в первых В_о спектральных ДКП коэффициентах основного цифрового информационного сигнала x_o(t). Затем первые В_о спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала складывают со вторыми В_зк спектральными ДКП коэффициентами корректированного зеркального цифрового информационного сигнала, вследствие чего происходит компенсация искажений и помех в виде боковых лепестков преобразования. Над сформированными таким образом спектральными ДКП коэффициентами основного цифрового информационного сигнала с компенсированными искажениями и помехами далее осуществляют цифровую индикацию.

Предлагаемый способ обеспечивает повышение точности цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов за счет компенсации в спектре боковых лепестков преобразования окна и увеличения вследствие этого разрешающей способности и уменьшения осцилляции оценки амплитуды спектральных составляющих. Способ обеспечивает уменьшение длительности отрезков информационного акустического сигнала, на которых измеряется спектр за счет использования дискретно косинусного преобразования и зеркального сигнала д ля компенсации искажений и помех, возникающих при этом дискретно-косинусном преобразовании информационного сигнала.

Способ осуществляют при помощи устройства. Устройство измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений (фиг. 1) состоит из фильтра низких частот 1, аналого-цифрового преобразователя 2, блока удвоения частоты импульсов дискретизации 3, блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла 4, блока быстрого преобразования Фурье 5, блока поворота фазы коэффициентов преобразования 6, блока обратного быстрого преобразования Фурье 7, блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла 8, первого блока дискретно-косинусного преобразования 9, второго блока дискретно-косинусного преобразования 10, блока индикации с дисплеем 11, блока формирования зеркального сигнала 12, первой линии задержки 13, блока формирования комплексного сигнала 14, второй линии задержки 15, блока определения приращения фазы 16, блока суммирования фаз 17, блока восстановления зеркального сигнала 18, сумматора 19.

Вход фильтра низких частот 1 соединен со входом устройства, а выход фильтра соединен со входом аналого-цифрового преобразователя 2, первый выход которого соединен со входом блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла 4 и со входом первой линии задержки 13, выход которой соединен с первым входом блока формирования комплексного сигнала 14, а второй выход аналого-цифрового преобразователя 2 соединен со входом блока удвоения частоты импульсов дискретизации 3, причем выход блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла 4 через последовательно соединенные блок быстрого преобразования Фурье 5, блок поворота фазы коэффициентов преобразования 6, блок обратного быстрого преобразования Фурье 7, блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла 8 соединен со вторым входом блока формирования комплексного сигнала 14, выход которого соединен со входом блока формирования зеркального сигнала 12 и со входом второй линии задержки 15, выход которой соединен со входом блока определения приращения фазы 16 и со входом первого блока дискретно-косинусного преобразования 9, выход которого соединен с первым входом сумматора 19, причем первый выход блока формирования зеркального сигнала 12 соединен с первым входом блока суммирования фаз 17, второй вход которого соединен с выходом блока определения приращения фазы 16, а выход блока суммирования фаз 17 соединен с первым входом блока восстановления зеркального сигнала 18, второй вход которого соединен со вторым выходом блока формирования зеркального сигнала 12, а выход блока восстановления зеркального сигнала 18 соединен со входом второго блока дискретно-косинусного преобразования 10, выход которого соединен со вторым входом сумматора 19, выход которого соединен со входом блока индикации с дисплеем 11.

Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (Фиг. 1). Аналоговый информационный акустический сигнал поступает на вход устройства и попадает далее на вход фильтра низких частот (ФНЧ) 1, при помощи которого осуществляется ограничение спектра акустического сигнала в отношении высокочастотных составляющих, например частотой 20 кГц. Далее информационный акустический сигнал с выхода ФНЧ 1 подается на вход аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 2, где он преобразуется в цифровой информационный сигнал x(t), например с частотой дискретизации 48 кГц и с количеством разрядов в кодовой комбинации 16. Этот цифровой информационный сигнал далее представляем как цифровой комплексный сигнал у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx₁(t) равна нулю. Далее цифровой комплексный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с первого выхода АЦП 2 подается на вход первой линии задержки (ЛЗ₁) 13, а также на вход блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла (БСНОФН) 4. В БСНОФН 4 осуществляется формирование последовательности сегментов цифрового комплексного сигнала из К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте.

Затем цифровой комплексный сигнал с выхода БСНОФН 4 поступает на вход блока быстрого преобразования Фурье (ББПФ) 5, где осуществляется 2К точечное прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций цифрового комплексного сигнала и формируется 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового комплексного сигнала в спектральной области. После этого 2К пар коэффициентов преобразования с выхода ББПФ 5 подаются на вход блока поворота фазы коэффициентов преобразования (БПФКП) 6, в котором осуществляется в каждом сегменте в цифровом виде поворот фазы 2К пар коэффициентов преобразования, а именно для коэффициентов с первого по К-ый: значение коэффициента cos 2πnk/N заменяют значением sin 2πnk/N, а значение коэффициента jsin 2πnk/N заменяют значением jcos 2πnk/N с обратным знаком. А для коэффициентов с К плюс первого по 2К минус первый: значение коэффициента cos 2πnk/N заменяют значением sin 2πnk/N с обратным знаком, а значение коэффициента jsin 2πnk/N заменяют значением jcos 2πnk/N. Это соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.

Затем 2К пар коэффициентов преобразования с выхода БПФКП 6 поступают на вход блока обратного быстрого преобразования Фурье (БОБПФ) 7, где осуществляется преобразование из 2К пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте цифрового информационного сигнала. Кодовые комбинации с выхода БОБПФ 7 подаются далее на вход блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла (БПСКНОН) 8. В БПСКНОН 8 с целью более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла осуществляется сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового сигнала с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Таким образом, получаем цифровой сигнал, состоящий из К кодовых комбинаций в каждом сегменте. Поскольку окно Наттолла не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то увеличение точности цифрового сигнала осуществляется в БПСКНОН 8 путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ.

Таким образом, на выходе БПСКНОН 8 оказался сформированным ортогональный цифровой информационный сигнал x₁(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t) с выхода АЦП 2. Этот ортогональный цифровой информационный сигнал x₁(t) с выхода БПСКНОН 8 подается на второй вход блока формирования комплексного сигнала (БФКС) 14, на первый вход которого поступает задержанный цифровой информационный сигнал x(t) с выхода первой ЛЗ₁ 13. Время задержки в ЛЗ₁ 13 равно времени задержки цифрового сигнала после прохождения последовательно включенных БСНОФН 4, ББПФ 5, БПФКП 6, БОБПФ 7, БПСИКНОН 8. В БФКС 14 осуществляют формирование основного цифрового комплексного сигнала состоящего из основного цифрового информационного сигнала х_о(t) и мнимой части этого основного цифрового информационного сигнала jx_1o(t).

Этот основной цифровой комплексный сигнал с выхода БФКС 14 поступает на вход блока формирования зеркального сигнала (БФЗС) 12, в котором осуществляют формирование зеркального цифрового комплексного информационного сигнала когда для каждой пары коэффициентов с порядковым номером от нуля до К (порядковый номер пар коэффициентов «i» последовательно увеличивается): "i''-я пара коэффициентов взаимно меняется по значению с "2K-i"-ой парой коэффициентов (например, если на входе имеются значения Х(3)=[-5, j300], аХ(2K-3)=[75, -j12], то на выходе будут установлены значения Х(3)=[75, -j12], аХ(2K-3)=[-5, j300]). Из полученного таким образом зеркального цифрового комплексного информационного сигнала затем выделяют сигнал зеркальной амплитудной огибающей А_з(х) и сигнал зеркальной фазы ϕ₃(t). При этом на первом выходе БФЗС 12 будет сформирован сигнал зеркальной фазы ϕ_з(t), а на втором его выходе будет сформирован сигнал зеркальной амплитудной огибающей А_з(t).

Кроме того, основной цифровой комплексный сигнал с выхода БФКС 14 поступает на вход второй линии задержки ЛЗ₂ 15, время задержки которой равна времени задержки цифрового сигнала в БФЗС 12. Затем основной цифровой комплексный сигнал с выхода ЛЗ₂ 15 поступает в виде основного цифрового информационного сигнала x_o(t) на вход первого блока дискретно-косинусного преобразования (БДКЩ) 9, в котором над этим сигналом осуществляют первое дискретно-косинусное преобразование и формируют первые Во спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала x_o(t), которые содержат искажения и помехи в виде боковых лепестков преобразования. Данные спектральные коэффициенты В_о поступают с выхода БДКП1 9 на первый вход сумматора 19.

Основной цифровой комплексный сигнал с выхода ЛЗ₂ 15 поступает также на вход блока определения приращения фазы (БОПФ) 16, в котором из основного цифрового комплексного сигнала выделяют сигнал приращения фазы dϕ(t) за один дискретный отсчет. Этот сигнал приращения фазы dϕ(t) с выхода БОПФ 16 поступает на второй вход блока суммирования фаз (БСФ) 17, на первый вход которого поступает сигнал зеркальной фазы ϕ_з(t) с первого выхода БФЗС 12. Данная операция суммирования фаз в БСФ 17 связана с формулой ДКП, в которой в аргументе косинуса есть множитель (2m+1). При этом, "+1" означает сдвиг на половину дискретного отсчета. Для спектральных же ДКП коэффициентов зеркального цифрового информационного сигнала нужно добавить сдвиг еще на половину дискретного отсчета (итого на полный дискретный отсчет) так как вектор этого зеркального цифрового информационного сигнала вращается навстречу вектору основного цифрового информационного сигнала. После суммирования фаз в БСФ 17, на его выходе образуется сигнал с корректированной зеркальной фазой

После этого сигнал с корректированной зеркальной фазой ϕ_кз(t) поступает на первый вход блока восстановления зеркального сигнала (БВЗС) 18, на второй вход которого подается сигнал зеркальной амплитудной огибающей А_з(t) со второго выхода БФЗС 12. В БВЗС 18 из сигнала с корректированной зеркальной фазой ϕ_кз(t) осуществляют формирование корректированного зеркального сигнала косинуса фазы cos ϕ_кз(t), который умножают на сигнал зеркальной амплитудной огибающей А_з(t) и получают на выходе БВЗС 18 корректированный зеркальный цифровой информационный сигнал х_кз(t)=А_з(t) * cos ϕ_кз(х). Этот сигнал с выхода БВЗС 18 поступает далее на вход второго блока дискретно-косинусного преобразования (БДКП₂) 10, в котором над этим сигналом осуществляют дискретно-косинусное преобразование и формируют вторые В_зк спектральные ДКП коэффициенты корректированного зеркального цифрового информационного сигнала х_кз(t), которые также содержат искажения и помехи в виде боковых лепестков преобразования, но имеющих противоположную фазу по отношению искажениям и помехам, содержащихся в первых В_о спектральных ДКП коэффициентах основного цифрового информационного сигнала x_o(t). Эти вторые В_зк спектральные ДКП коэффициенты корректированного зеркального цифрового информационного сигнала с выхода БДКШ 10 поступают на второй вход сумматора 19. В сумматоре 19 первые В₀ спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала складывают со вторыми В_зк спектральными ДКП коэффициентами корректированного зеркального цифрового информационного сигнала, вследствие чего происходит компенсация искажений и помех в виде боковых лепестков преобразования. Эти корректированные спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала с компенсированными искажениями и помехами далее с выхода сумматора 19 поступают на вход блока индикации с дисплеем 11, в котором осуществляют цифровую индикацию спектра информационных акустических сигналов.

Предлагаемый способ обеспечивает повышение точности цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов за счет компенсации в спектре боковых лепестков преобразования окна и увеличения вследствие этого разрешающей способности и уменьшения осцилляции оценки амплитуды спектральных составляющих. Способ обеспечивает уменьшение длительности отрезков информационного акустического сигнала, на которых измеряется спектр за счет использования дискретно косинусного преобразования и зеркального сигнала для компенсации искажений и помех, возникающих при этом дискретно-косинусном преобразовании информационного сигнала.

Особенностью предлагаемого устройства измерения спектра информационных акустических сигналов компенсацией искажений является то, что нестандартными в нем являются БУЧИД 3, БСНОФН 4, БПСКНОН 8, БФЗС 12 и БОПФ 16, которые требуют дополнительного пояснения или раскрытия. При этом блок удвоения частоты импульсов дискретизации (БУЧИД) 3, может быть выполнен в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.

Пример реализации блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла (БСНОФН) 4, показан на Фиг. 2, а временные диаграммы работы показаны на фиг. З. Данный блок содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Вход (кодовый) БСНОФН 4 соединен внутри блока с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с первым кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу БСНОФН 4. Второй вход БСНОФН 4 (на фиг. 1 не показан) внутри блока соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход БСНОФН 4 (на фиг. 1 не показан) внутри блока соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.

Блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла 4 (Фиг. 2) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К параллельных кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового информационного сигнала в сегменте. На кодовый вход БСНОФН 4 с первого (кодового) выхода АЦП 2 (Фиг. 1) поступает цифровой информационный сигнал, который представляем как цифровой комплексный сигнал у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx₁(t) равна нулю. Этот сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций подается на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (Фиг. 2). Одновременно на второй вход БСНОФН 4 со второго выхода АЦП 2 (фиг. 1) поступают импульсы частоты дискретизации (цепь на фиг. 1 не показана), которые внутри БСНОФН 4 подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (Фиг. 2). На третий вход БСНОФН 4 с выхода блока удвоения частоты импульсов дискретизации 3 (Фиг. 1) поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации (цепь на Фиг. 1 не показана), которые внутри БСНОФН 4 подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (Фиг. 2). При этом счетчик в БСНОФН 4 предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Натолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность сегментов, каждый из которых должен содержать К=960 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). Такой сегмент, в свою очередь, состоит из двух полусегментов, каждый из которых должен содержать К/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, в нашем примере, 16-разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (Фиг. 3а,б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.

Первая буферная память в БСНОФН 4 вмещает в себя К/2=480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя К=960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций). По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее. В это же время из второй буферной памяти считываются К=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Натолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п. с. на Фиг. 3а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (0₁-0₀ сегм. на Фиг. 3в) из нулевых кодовых комбинаций. После заполнения 480 шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (Фиг. 3б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п. с. на Фиг. 3а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п. с. на Фиг. 3а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на Фиг. 3а). Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К=960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на Фиг. 3а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Натолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п. с. в 1 сегм. на Фиг. 3а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п. с. в 1 сегм. на Фиг. 3а) являются уменьшающимися.

Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на Фиг. 3а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на Фиг. 3а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Натолла.

Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п. с. на Фиг. 3а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (1₁-0₂ сегм. на Фиг. 3в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися). После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (Фиг. 3б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на Фиг. 3а). Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К=960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на Фиг. 3а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения. Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (2₁-1₂ сегм. на Фиг. 3в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п. с. на Фиг. 3а). После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (Фиг. 3б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на Фиг. 3а). Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К=960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на Фиг. 3а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения. Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (3₁-2₂ сегм. на Фиг. 3в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

Далее работа БСНОФН 4 происходит аналогичным образом. Таким образом, сформированная в БСНОФН 4 последовательность сегментов цифрового сигнала из К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте (или из К/2 кодовых комбинаций в полусегменте) преобразуется (благодаря удвоенной частоте дискретизации) в последовательность сегментов цифрового сигнала из 2К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте с наложенной на них оконной функцией Наттолла.

Пример реализации блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла (БПСКНОН) 8, показан на Фиг. 4, а временные диаграммы работы показаны на фиг. 5. Данный блок содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП₁) соединен с (кодовым) входом БПСКНОН 8, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП₂) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП₃). Второй вход БП₁ подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП₁ соединен со вторым входом БПСКНОН 8 (на фиг. 1 не показан), к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП₂, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП₄. Третий вход БПСКНОН 8 (на фиг. 1 не показан) соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП₃ и вторым входом БП₄. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП₃ и с третьим входом БП₄. Кодовые выходы БП₃ и БП₄ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с кодовым выходом БПСКНОН 8.

БПСКНОН 8 (Фиг. 4) работает следующим образом. В исходном состоянии БШ, БШ, БП₃, БП₁, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из К кодовых комбинаций в первом сегменте. На (кодовый) вход БПСКНОН 8 (Фиг. 4) и далее на первый (кодовый) вход БП₁ поступают параллельные кодовые комбинации ортогонального цифрового сигнала с кодового выхода БОБПФ 7 (Фиг. 1). Одновременно на второй вход БПСКНОН 8 (на фиг. 1 не показан) поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации с выхода БУЧИД 3 (цепь на Фиг. 1 не показана), которые далее подаются на третий вход БП₁ (Фиг. 4). Под действием данных импульсов кодовые комбинации, поступающие на вход БП₁, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП₁. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП₂ и БП₃, но не записываются в них.

Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать К/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (Фиг. 5а,б). БП₁, БП₂, БП₃, БП₄ в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый -по полусегменту), Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 16 разрядными. БПСКНОН 8 предназначен для формирования сегментов ортогонального цифрового сигнала из К кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности цифрового сигнала, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП₁ производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП₃ и БП₁ производилась с частотой дискретизации.

Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП₁, из БП₃ и БП₄ происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. в период заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (0₀ п.с. на Фиг. 5а) на кодовом выходе СУ осуществляется формирование полусегмента (0_н на Фиг. 5г) из нулевых кодовых комбинаций. После заполнения 480 шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП₁, соответствующими 0₀ - полусегменту (Фиг. 5а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (Фиг. 5б) от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя появляется короткий импульс.

Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя, поступающего на третьи входы БП₃ и БП₄, нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₀-полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0 и 0₀ полусегментов (Фиг. 5а) формируется первый сегмент (1 сегм. на Фиг. 5а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте. После этого под действием спада импульса с выхода счетчика, поступающего на второй вход БП₂, кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₀-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием этого же короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₁-полусегменту (Фиг. 5а).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₀ п. с. +0 п. с. на Фиг. 5а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента ортогонального цифрового сигнала (0₀+0 сегм. на Фиг. 5в). Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БП₁) считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 0₁ полусегменту. После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог.0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₀ и 0 полусегментам и формируется 0₀-0 сегмент (Фиг. 5в). Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₁-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₂-полусегменту (Фиг. 5а).

После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ (0₂ п. с. на Фиг. 5а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог. 1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (Фиг. 5в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₂ полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₁ и которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0₂ и 0₁ полусегментов формируется второй сегмент ортогонального цифрового сигнала (2 сегм. на Фиг. 5а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте. После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему h-полусегменту (Фиг. 5а).

Под действием импульсов дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₂ п. с. +0₁ п. с. на Фиг. 5а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выхода БУ появляются нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование второго сегмента ортогонального цифрового сигнала (0₂+0₁ сегм. на Фиг. 5г). Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (0₂ п. с. и 0₁ п. с. на Фиг. 5а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие h полусегменту (1₁ п. с. на Фиг. 5а). После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₁ п. с на Фиг. 5а), на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог. 0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₂ и 0₁ полусегментам и формируется 0₂-0₁ сегмент (Фиг. 5г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₂-полусегменту (Фиг. 5а). После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₂ п. с. и на Фиг. 5а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог. 1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (Фиг. 5в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂. записываются, соответственно, в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 1₂ и 1₁ полусегментов формируется третий сегмент ортогонального цифрового сигнала (3 сегм. на Фиг. 5а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₁-полусегменту (Фиг. 5а). Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 1₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 1₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (1_{2 п. с.} +1₁ п. с. на Фиг. 5а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (1₁-0₂) сегмент и (2₁-1₂) сегмент (вверху Фиг. 5а) на входе БПСКНОН 8 с 3 сегментом (3 сегм. на Фиг. 5а или 1₂+1₁ сегм. на Фиг. 5г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом. На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование третьего сегмента ортогонального цифрового сигнала (1₂+1₁ сегм. на Фиг. 5 г). Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (1₂ п. с. и 1₁ п. с. на Фиг. 5а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 2₁ полусегменту (2₁ п. с. на Фиг. 5а). После заполнения кодовыми комбинациями (2₁ п. с на Фиг. 5а) БП₁ на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (Фиг. 5б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 1₂ и 1₁ полусегментам и формируется 1₂-1₁ сегмент (Фиг. 5 г). Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₁ полусегменту, записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₂-полусегменту (Фиг. 5а). После заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими 2₂-полусегменту (2₂ п. с. на Фиг. 5а) на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (Фиг. 5б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (Фиг. 5в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 2₂ и 2₁ полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на Фиг. 5а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 3₁-полусегменту (Фиг. 5а). Под действием импульсов дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 2₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 2₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (2_{2 п. с.} +2₁ п. с. на Фиг. 5а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (2₁-1₂) сегмент и (3₁-2₂) сегмент (вверху Фиг. 5а) на входе БПСКНОН 8 с 4 сегментом (4 сегм. на Фиг. 5а внизу или 2₂+2₁ сегм. на Фиг. 5 г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом. На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование четвертого сегмента ортогонального цифрового сигнала (2₂+2₁ сегм. на Фиг. 5 г).

Далее работа БПСКНОН 8 происходит аналогичным образом. Таким образом на выходе БПСКНОН 8 оказался сформированным ортогональный цифровой информационный сигнал x₁(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t).

Пример реализации блока формирования зеркального сигнала (БФЗС) 12, показан на Фиг. 6. Данный блок содержит последовательно соединенные: схему сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), схему быстрого преобразования Фурье (СБПФ), схему формирования зеркальных спектральных коэффициентов (СФЗСК), схему обратного быстрого преобразования Фурье (СОБПФ), схему перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла (СПСКНОН), схему выделения огибающей и фазы (СВОФ). При этом ССНОФН, СБПФ, СОБПФ и СПСКНОН аналогичны, соответственно, БСНОФН 4, ББПФ 5, БОБПФ 7, БПСКНОН 8. Вход (кодовый) БФЗС 12 соединен с выходом БФКС 14 (фиг. 1), а внутри БФЗС 12 (Фиг. 6) его вход соединен со входом ССНОФ. Причем первый выход СВОФ является первым выходом БФЗС 12, а второй выход СВОФ является вторым выходом БФЗС 12.

БФЗС 12 работает следующим образом. Основной цифровой комплексный сигнал с выхода БФКС 14 (фиг. 1) в виде параллельных кодовых комбинаций поступает на вход БФЗС 12, а внутри БФЗС 12 (Фиг. 6) этот сигнал поступает на вход ССНОФН. В ССНОФН осуществляется формирование последовательности сегментов основного цифрового комплексного сигнала из К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов основного цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов основного цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте. Затем основной цифровой комплексный сигнал с выхода ССНОФН поступает на вход СБПФ, где осуществляется 2К точечное прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций основного цифрового комплексного сигнала и формируется 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента основного цифрового комплексного сигнала в спектральной области. После этого 2К пар спектральных коэффициентов преобразования с выхода СБПФ подаются на вход СФЗСК, в котором осуществляется в каждом сегменте в цифровом виде формирование 2К пар зеркальных спектральных коэффициентов преобразования, когда для каждой пары коэффициентов с порядковым номером от нуля до К (порядковый номер пар коэффициентов «i» последовательно увеличивается): "i''-я пара коэффициентов взаимно меняется по значению с "2К -i"-ой парой коэффициентов (например, если на входе имеются значения Х(3)=[-5, j300], а Х(2K-3)=[75, -j12], то на выходе будут установлены значения Х(3)=[75, -j12], аХ(2K-3)=[-5,j300]). Это соответствует формированию зеркальных спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.

Затем 2К пар зеркальных спектральных коэффициентов преобразования с выхода СФЗСК поступают на вход СОБПФ, где осуществляется преобразование из 2К пар зеркальных спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте зеркального цифрового комплексного информационного сигнала. Кодовые комбинации с выхода СОБПФ подаются далее на вход СПСКНОН. В СПСКНОН с целью более качественного восстановления зеркального сигнала в случае использования окна Наттолла осуществляется сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового зеркального сигнала с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Таким образом, получаем зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал, состоящий из К кодовых комбинаций в каждом сегменте. Поскольку окно Наттолла не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то увеличение точности зеркального цифрового комплексного сигнала осуществляется в СПСКНОН путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ.

Таким образом, на выходе СПСКНОН (Фиг. 6) оказался сформированным зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал Этот сигнал с выхода СПСКНОН поступает на вход СВОФ, в которой осуществляют выделение сигнала зеркальной фазы ϕ_з(t) и сигнала зеркальной амплитудной огибающей А_з(t), которые поступают, соответственно, с первого и второго выходов СВОФ на, соответственно, первый и второй выходы БФЗС 12.

Пример реализации схемы формирования зеркальных спектральных коэффициентов (СФЗСК), входящую в БФЗС 12, показан на Фиг. 7. Данная схема содержит первую буферную память (БП₁), вторую буферную память (БП₂) и счетчик. Первый (кодовый) вход СФЗСК соединен с выходом СБПФ (фиг. 6), а внутри СФЗСК этот вход соединен с первым (кодовым) входом БП₁ (фиг. 7), кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП₂, кодовый выход которой является кодовым выходом СФЗСК. При этом второй вход СФЗСК соединен со входом счетчика и со вторыми входами БП₁ и БП₂, третьи входы которых соединены с выходом счетчика.

СФЗСК работает следующим образом. В исходном состоянии БП₁ и БП₂ и счетчик обнулены. На первый (кодовый) вход СФЗСК поступают 2К пар спектральных коэффициентов преобразования в каждом сегменте с выхода СБПФ (фиг. 6). Внутри СФЗСК (фиг. 7) эти 2К пар спектральных коэффициентов преобразования в каждом сегменте поступают на первый (кодовый) вход БП₁. На второй вход СФЗСК с выхода блока удвоения частоты импульсов дискретизации 3 (Фиг. 1) поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации (цепь на Фиг. 1 и фиг. 6 не показана), которые внутри СФЗСК (фиг. 7) поступают на вход счетчика и на вторые входы БП₁ и БП₂. Под действием этих импульсов с удвоенной частотой дискретизации 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих в первый сегмент записываются в БП₁ и появляются на ее кодовом выходе. Эти 2К пар спектральных коэффициентов преобразования первого сегмента прикладываются к первому (кодовому) входу БП₂, но не записываются в нее. Под действием этих же импульсов с удвоенной частотой дискретизации нулевые значения 2К пар спектральных коэффициентов преобразования из БП₂ начинают считываться с конца сегмента и эти нулевые значения появляются на кодовом выходе БП₂. Одновременно, импульсы с удвоенной частотой дискретизации поступают на вход счетчика, который начинает их подсчет и, с появлением импульса дискретизации, соответствующего концу сегмента, на выходе счетчика появляется короткий импульс. Под действием переднего фронта этого импульса, поступающего на третий вход БП₂, 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих в первый сегмент и присутствующих на кодовом выходе БП₁ и кодовом входе БП₂, записываются в БП₂. Под действием спада того же короткого импульса, поступающего на третий вход БП₁ осуществляется установка БП₁ в исходное состояние.

Далее следующие 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих во второй сегмент, начинают записываются в БП₁ под действием импульсов на втором ее входе. Данные спектральные коэффициенты преобразования появляются на кодовом выходе БП₁ и прикладываются к первому (кодовому) входу БП₂, но не записываются в нее. Одновременно под действием этих же импульсов с удвоенной частотой дискретизации, поступающих на второй вход БП₂, значения 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих в первый сегмент, из БШ начинают считываться с конца этого сегмента в его начало, вследствие чего "i"-я пара коэффициентов взаимно меняется по значению с "2K-i"-ой парой коэффициентов (например, если на входе имеются значения Х(3)=[-5, j300], а Х(2K-3)=[75, -j12], то на выходе будут установлены значения Х(3)=[75, -j12], а Х(2K-3)=[-5, j300]) и эти зеркальные значения спектральных коэффициентов преобразования появляются на кодовом выходе БП₂. В это же время, импульсы с удвоенной частотой дискретизации подсчитываются в счетчике и, с появлением импульса дискретизации, соответствующего концу второго сегмента, на выходе счетчика появляется короткий импульс. Под действием переднего фронта этого импульса, поступающего на третий вход БП₂, 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих во второй сегмент и присутствующих на кодовом выходе БП₁ и кодовом входе БП₂, записываются в БП₂. Под действием спада того же короткого импульса, поступающего на третий вход БП₁ осуществляется установка БП₁ в исходное состояние.

Далее работа СФЗСК происходит аналогичным образом. Таким образом, в СФЗСК из 2К пар спектральных коэффициентов преобразования, входящих в каждый сегмент, осуществляется формирование 2К пар зеркальных спектральных коэффициентов преобразования в каждом сегменте, что соответствует формированию зеркальных спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.

Пример реализации схемы выделения огибающей и фазы (СВОФ), входящую в БФЗС 12, показан на Фиг. 8. Данная схема содержит первую схему возведения в квадрат (CBK₁), вторую схему возведения в квадрат (СВК₂), сумматор, схему извлечения квадратного корня (СИКК), схему деления (СД) и схему argtan. Первый кодовый вход СВОФ соединен с первым выходом СПСКНОН (фиг. 6), а внутри СВОФ (фиг. 8) он соединен с кодовым входом CBK₁ и вторым кодовым входом СД. Второй кодовый вход СВОФ соединен со вторым выходом СПСКНОН (фиг. 6), а внутри СВОФ (фиг. 8) он соединен с кодовым входом СВК₂ и первым кодовым входом СД. При этом кодовые выходы CBK₁ и СВК₂ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с кодовым входом СИКК, кодовый выход которого является вторым выходом СВОФ. Причем кодовый выход СД соединен с кодовым входом схемы argtan, кодовый выход которой является первым выходом СВОФ.

СВОФ работает следующим образом. Зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал в виде действительной зеркальной составляющей х_з(t) и мнимой зеркальной составляющей х_1з(t) поступают, соответственно, с первого и второго выходов СПСКНОН на, соответственно, первый и второй входы СВОФ (Фиг. 6). А внутри СВОФ (фиг. 8) сигнал действительной зеркальной составляющей х_з(t) поступает на кодовый вход CBK₁ и на второй кодовый вход СД, а сигнал мнимой зеркальной составляющей х_1з(t) поступает на кодовый вход СВК₂ и на первый кодовый вход СД. При этом в СД осуществляют деление х_1з(t) на х_з(t) после чего результат деления с кодового выхода СД поступает на кодовый вход схемы argtan. На выходе схемы argtan, согласно известной формулы, оказывается сформированным сигнал зеркальной фазы ϕ_з(t)=argtg [х_1з(t)/х_з(t)], который поступает на первый выход СВОФ (первый выход БФЗС 12 на фиг. 6).

При этом над сигналом действительной зеркальной составляющей х_з(t), поступающего на кодовый вход CBK₁, осуществляют в данной схеме возведение в квадрат х²_з(t). Точно также и над сигналом мнимой зеркальной составляющей х_1з(t), поступающей на кодовый вход СВК₂, осуществляют возведение в квадрат х²_1з(t). После этого сигналы с кодовых выходов CBK₁ и СВК₂ поступают, соответственно, на первый и второй кодовые входы сумматора, в котором осуществляют суммирование данных сигналов, вследствие чего на его кодовом выходе получают x²₃(t)+х²_1з(t). Затем данный просуммированный сигнал с кодового выхода сумматора поступает на кодовый вход СИКК, в которой осуществляют операцию извлечения квадратного корня и в результате, согласно известной формулы, получают на ее выходе сигнал зеркальной амплитудной огибающей А_з(t)=[х²_з(t)+х²_1з(t)]^1/2. Этот сигнал зеркальной амплитудной огибающей А_з(t) поступает на второй выход СВОФ (второй выход БФЗС 12 на фиг. 6).

Пример реализации блока определения приращения фазы (БОПФ) 16, показан на Фиг. 9. Данный блок содержит линию задержки на один дискретный отсчет (ЛЗОДО), первую схему выделения фазы (СВФ₁), вторую схему выделения фазы (СВФ2) и схему выделения разности фаз (СВРФ). Вход (кодовый) БОПФ 16 соединен с выходом ЛЗ2 15 (фиг. 1), а внутри БОПФ 16 (Фиг. 9) его вход соединен со входом ЛЗОДО и входом СВФ₁, выход которой соединен с первым входом СВРФ, второй вход которой соединен с выходом СВФг, вход которой соединен с выходом ЛЗОДО, причем выход СВРФ является выходом БОПФ 16.

БОПФ 16 работает следующим образом. Основной цифровой комплексный сигнал с выхода ЛЗ₂ (фиг. 1) в виде параллельных кодовых комбинаций поступает на вход БОПФ 16, а внутри БОПФ 16 (Фиг. 9) этот сигнал поступает на вход ЛЗОДО и вход СВФ₁ В СВФ1 из основного цифрового комплексного сигнала выделяют фазу этого сигнала, согласно известной формулы ϕ_o(t)=arg tg [x_1o(t)/x_o(t)]. Реализация СВФ1 является такой же как в СВОФ, входящую в БФЗС 12 и показанную на Фиг. 8. Сигнал ϕ_o(t) с выхода СВФ₁ поступает на первый вход СВРФ. Этот же основной цифровой комплексный сигнал подвергается задержки на один дискретный отсчет в ЛЗОДО и с выхода этой схемы поступает на вход СВФ2, в которой из этого задержанного сигнала также выделяют фазу ϕ_оз(t)=arg tg [х_1оз(t)/х_оз(t)]. Реализация СВФ₂ является такой же как в СВОФ, входящую в БФЗС 12 и показанную на Фиг. 8. Данный сигнал ϕ_оз(t) с выхода СВФ₂ поступает на второй вход СВРФ. В СВРФ производят выделение разности фаз (приращения фазы) dϕ(t)=ϕ_o(t)-ϕ_оз(t). Этот сигнал приращения фазы dϕ(t) с выхода СВРФ поступает на выход БОПФ 16.

Пример реализации блока восстановления зеркального сигнала (БВЗС) 18, показан на Фиг. 10. Данный блок содержит схему формирования сигнала косинуса фазы (СФСКФ) и схему умножения (СУ). Первый вход БВЗС 18 соединен выходом БСФ 17, а второй вход БВЗС 18 соединен со вторым выходом БФЗС 12 (фиг. 1). А внутри БВЗС 18 (фиг. 10) его первый вход соединен со входом СФСКФ, выход которой соединен с первым входом СУ, второй вход которой соединен со вторым входом БВЗС 18, а выход СУ соединен с выходом БВЗС 18.

БВЗС 18 работает следующим образом. На первый вход БВЗС 18 с выхода БСФ 17 (фиг. 1) поступает сигнал с корректированной зеркальной фазой Этот сигнал внутри БВЗС 18 (фиг. 10) поступает на вход СФСКФ, в которой осуществляют формирование корректированного зеркального сигнала косинуса фазы cos ϕ_зк(t)=cos [ϕ_з(t)+dϕ(t)]. После этого данный сигнал с выхода СФСКФ поступает на первый вход СУ, на второй вход которой поступает сигнал зеркальной амплитудной огибающей A₃(t) со второго входа БВЗС 18 (со второго выхода БФЗС 12 на фиг. 1). В СУ после перемножения этих двух сигналов получают корректированный зеркальный цифровой информационный сигнал Этот сигнал с выхода СУ поступает на выход БВЗС 18.

Использование предлагаемого способа и устройства для его осуществления позволяет: повысить точность цифрового метода измерения спектра информационных акустических сигналов за счет компенсации в спектре боковых лепестков преобразования окна и увеличения вследствие этого разрешающей способности и уменьшения осцилляции оценки амплитуды спектральных составляющих. Способ обеспечивает уменьшение длительности отрезков информационного акустического сигнала, на которых измеряется спектр за счет использования дискретно косинусного преобразования и зеркального сигнала для компенсации искажений и помех, возникающих при этом дискретно-косинусном преобразовании информационного сигнала.

Предлагаемые способ и устройство позволяют более качественно контролировать и регулировать спектральные характеристики сигналов и аппаратуру телерадиовещания, что позволяет формировать акустические сигналы с более высоким уровнем качества. Это, в свою очередь, способствует повышению рейтинга телерадиовещательных станций и программ. Дело в том, что спектральные характеристики информационных акустических сигналов в значительной степени определяют эмоциональную насыщенность программ вещания, которая тесно связана с популярностью этих программ и телерадиовещательных станций. Это способствует не только росту числа слушателей данных вещательных станций и росту влияния на этих слушателей, но и, как следствие, приносит более высокие доходы этим станциям. Таким образом, использование предлагаемого способа и устройства позволяет повысить качество звуковых сигналов и программ, более качественно контролировать и регулировать аппаратуру телерадиовещания, повышать рейтинги популярности вещательных станций, а также повышать экономическую эффективность данных станций.

1. Способ измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений, включающий низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование с формированием цифрового информационного сигнала x(t), который далее представляем как цифровой комплексный сигнал у которого действительная составляющая представлена в виде цифрового информационного сигнала x(t), а мнимая составляющая jx₁(t) равна нулю, после чего из цифрового комплексного сигнала осуществляют формирование последовательности сегментов из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, которые преобразуются в последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового комплексного сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, затем осуществляют прямое быстрое преобразование Фурье 2К кодовых комбинаций цифрового комплексного сигнала и формируют 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового комплексного сигнала в спектральной области, после чего в каждом сегменте осуществляют в цифровом виде поворот фазы 2К пар коэффициентов преобразования, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале, а затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье из 2К пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте в 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте цифрового комплексного сигнала, после чего осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента цифрового комплексного сигнала с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, и получают таким образом ортогональный цифровой информационный сигнал x₁(t), сдвинутый на 90° по отношению цифрового информационного сигнала x(t), а также включающий первое дискретно-косинусное преобразование, второе дискретно-косинусное преобразование и цифровую индикацию, отличающийся тем, что после аналого-цифрового преобразования цифровой информационный сигнал x(t) задерживают, а затем соединяют с ортогональным цифровым информационным сигналом x₁(t), и получают основной цифровой комплексный сигнал состоящий из основного цифрового информационного сигнала x_o(t) и мнимой части этого основного цифрового информационного сигнала jx_1o(t), после этого из основного цифрового комплексного сигнала формируют зеркальный цифровой комплексный информационный сигнал из которого в свою очередь выделяют сигнал зеркальной амплитудной огибающей A_з(t) и сигнал зеркальной фазы, кроме того, основной цифровой комплексный сигнал задерживают и из его ϕ_з(t) составляющей в виде основного цифрового информационного сигнала x_o(t) производят первое дискретно-косинусное преобразование и получают первые В₀ спектральные ДКП коэффициенты, содержащие помехи в виде боковых лепестков, а также из задержанного основного цифрового комплексного сигнала выделяют сигнал приращения фазы dϕ за один дискретный отсчет, после чего этот сигнал складывают с сигналом зеркальной фазы ϕ_з(t) и формируют таким образом сигнал с корректированной зеркальной фазой ϕ_кз(t)=ϕ_з(t)+dϕ, после чего осуществляют формирование корректированного зеркального цифрового информационного сигнала над которым осуществляют второе дискретно-косинусное преобразование и формируют вторые спектральные ДКП коэффициенты В_зк корректированного зеркального цифрового информационного сигнала х_кз(t), которые также содержат помехи в виде боковых лепестков преобразования, но имеющих противоположную фазу по отношению к помехам, содержащимся в первых спектральных ДКП коэффициентах В_o, затем первые спектральные ДКП коэффициенты основного цифрового информационного сигнала В_o складывают со вторыми спектральными ДКП коэффициентами корректированного зеркального цифрового информационного сигнала В_зк, вследствие чего происходит компенсация помех в виде боковых лепестков преобразования, после чего над сформированными таким образом спектральными ДКП коэффициентами основного цифрового информационного сигнала с компенсированными помехами далее осуществляют цифровую индикацию.

2. Устройство для осуществления способа измерения спектра информационных акустических сигналов с компенсацией искажений, содержащее фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, а также блок удвоения частоты импульсов дискретизации, блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла, последовательно соединенные блок быстрого преобразования Фурье, блок поворота фазы коэффициентов преобразования, блок обратного быстрого преобразования Фурье, блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла, а также содержащее первый блок дискретно-косинусного преобразования, второй блок дискретно-косинусного преобразования, блок индикации с дисплеем, отличающееся тем, что дополнительно введены первая линия задержки, вторая линия задержки, блок формирования комплексного сигнала, блок формирования зеркального сигнала, блок определения приращения фазы, блок суммирования фаз, блок восстановления зеркального сигнала и сумматор, при этом первый выход аналого-цифрового преобразователя соединен со входом блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла и со входом первой линии задержки, выход которой соединен с первым входом блока формирования комплексного сигнала, а второй выход аналого-цифрового преобразователя соединен со входом блока удвоения частоты импульсов дискретизации, причем выход блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла соединен со входом блока быстрого преобразования Фурье, а выход блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла соединен со вторым входом блока формирования комплексного сигнала, выход которого соединен со входом блока формирования зеркального сигнала и со входом второй линии задержки, выход которой соединен со входом блока определения приращения фазы и со входом первого блока дискретно-косинусного преобразования, выход которого соединен с первым входом сумматора, причем первый выход блока формирования зеркального сигнала соединен с первым входом блока суммирования фаз, второй вход которого соединен с выходом блока определения приращения фазы, а выход блока суммирования фаз соединен с первым входом блока восстановления зеркального сигнала, второй вход которого соединен со вторым выходом блока формирования зеркального сигнала, а выход блока восстановления зеркального сигнал соединен со входом второго блока дискретно-косинусного преобразования, выход которого соединен со вторым входом сумматора, выход которого соединен со входом блока индикации с дисплеем.