Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах моноимпульсных антенных решеток (MAP). Технический результат - повышение энергетической эффективности моноимпульсной антенной решетки в условиях воздействия помех, повышение оперативности работы моноимпульсной антенной решетки. Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей основан на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью комплексных весовых коэффициентов. Сигналы с выходов комплексных взвешивающих устройств делятся на два канала, далее сигналы с одноименных выходов делителей суммируются с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±ΔΘ. Из сформированных лучей образуются суммарная и разностная диаграммы направленности. Комплексные весовые коэффициенты двух групп произвольно выбранных элементов из состава антенной решетки по К и L элементов в каждой соответственно принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, на общий для каждой группы элементов комплексный весовой коэффициент IK и IL соответственно, определяемые из решения задачи оптимизации, а ранг эрмитовых форм понижают до порядка Р+2. 5 ил., 1 табл.

 

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах моноимпульсных антенных решеток (MAP) по критерию максимума отношения сигнал/шум+помеха.

Известен способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей [1].

Существо известного способа оптимизации заключается в выборе в качестве максимизируемого интегрального параметра MAP с совместным формированием лучей отношения мощности сигнала в суммарном канале к сумме мощностей собственных шумов и помех в каждом из каналов MAP (Ршп)(1,2), т.е.

представлении (1) в виде отношения эрмитовых форм, причем диаграмму направленности (ДН) ν-го луча моноимпульсной группы, где ν=1,2, представляют в виде суммы 2М парциальных диаграмм направленности адаптируемых элементов, выделенных на краях MAP в составе двух подрешеток по М элементов в каждой, полученных при последовательном возбуждении каждого из 2М элементов MAP волной единичной амплитуды и нулевой фазы, и обобщенной парциальной ДН MAP, полученной при последовательном возбуждении оставшейся части N-2M элементов MAP волной единичной амплитуды и нулевой фазы с учетом постоянного фазового сдвига, обеспечивающего отклонение ν-го луча па угол ±ΔΘ соответственно, в связи с чем ранг эрмитовых форм, описывающих максимизируемый интегральный параметр MAP, понижают до 2М+1, а комплексные весовые коэффициенты (КВК) в N-2M элементах получают равными произведению исходных весовых коэффициентов в этих элементах на общий для этих элементов комплексный весовой коэффициент Iр, который определяют совместно с 2М неизвестными КВК двух подрешеток из решения задачи оптимизации, на основе теоремы об экстремальных свойствах отношения эрмитовых форм, при определении которых используется информация о направлении на источник сигнала Θ0 и распределении шумов и помех в пространстве Т(Θ). В результате решения задачи оптимизации вектор КВК всех элементов MAP нормируют к значению Iр, в связи с чем обеспечивают максимизацию интегрального параметра MAP (1) только лишь за счет изменения КВК в 2М адаптируемых элементах. Такой способ управления КВК элементов MAP называют квазиоптимальным.

Недостатком известного способа энергетической оптимизации MAP является то, что при воздействии на MAP распределенной пространственной помехи ΘП>1° с относительным уровнем РП>106 или при одновременном воздействии нескольких помеховых сигналов преимущества известного способа оптимизации, заключающиеся в понижение порядка эрмитовых форм до 2М+1 и регулировке КВК только в части 2М элементов, утрачиваются, так как для получения приемлемого решения необходимо увеличивать число адаптируемых элементов 2М в составе подрешеток вплоть до изменения КВК во всех элементах.

Предлагаемый способ направлен на устранение недостатков известного способа. Структурная схема устройства, функционирующего по предлагаемому способу, представлена на фиг.1. На фиг.2 и 3 представлены соответственно суммарные и разностные ДН MAP с совместным формированием лучей, оптимизированные известным и заявленным способом. На фиг.4 и фиг.5 приведены амплитудные распределения, соответствующие результатам оптимизации MAP no известному и заявленному способам.

Задача изобретения - обеспечение работы моноимпульсной антенной решетки с совместным формированием лучей в условиях воздействия помех при квазиоптимальном управлении.

Рассмотрим существо предлагаемого способа. Как и в прототипе [1], сигналы, принятые каждым излучателем, взвешивают с помощью КВК, далее эти сигналы разделяют на два канала, суммируют сигналы с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±ΔΘ, и образуют суммарную и разностную диаграмму направленности. Под прогрессивно нарастающим или прогрессивно убывающим фазовым сдвигом понимают постоянно нарастающий от элемента к элементу или постоянно убывающий от элемента к элементу фазовый сдвиг. Вектор комплексных весовых коэффициентов находят из решения задачи оптимизации как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы.

Однако в отличие от прототипа комплексные весовые коэффициенты двух групп произвольно выбранных элементов из состава N-элементной антенной решетки по К и L элементов в каждой соответственно принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления на источник сигнала, на общий для каждой группы элементов комплексный весовой коэффициент IK и IL соответственно, определяемые из решения задачи оптимизации, а ДН ν-го луча моноимпульсной группы, где ν=1,2, представляют в виде суммы Р (P=N-K-L) парциальных диаграмм направленности оставшейся части элементов, полученных при последовательном возбуждении каждого из Р элементов MAP с независимыми комплексными весовыми коэффициентами волной единичной амплитуды и нулевой фазы, и двух обобщенных парциальных ДН MAP, полученных при последовательном возбуждении соответственно К и L элементов MAP волной единичной амплитуды и нулевой фазы с учетом постоянного фазового сдвига, обеспечивающего отклонение ν-го луча на угол ±ΔΘ соответственно, в связи с чем ранг эрмитовых форм, описывающих максимизируемый интегральный параметр MAP (1), понижают до Р+2.

Проведенный сравнительный анализ заявленного способа и прототипа показывает - заявленный способ отличается тем, что изменены условия выполнения операции взвешивания. Во-первых, Р адаптируемых элементов с независимыми комплексными весовыми коэффициентами размещают не на краях антенной решетки в виде двух подрешеток, как в прототипе, а определяют произвольно из оставшейся части элементов антенной решетки после формирования двух групп по К и L элементов в каждой. Во-вторых, комплексные весовые коэффициенты двух групп произвольно выбранных элементов из состава антенной решетки по К и L элементов в каждой соответственно принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления на источник сигнала, на общий для каждой группы элементов комплексный весовой коэффициент IK и IL соответственно, определяемые из решения задачи оптимизации, а ранг эрмитовых форм понижают до порядка Р+2.

Техническим результатом изобретения является повышение энергетической эффективности моноимпульсной антенной решетки в условиях воздействия помех при квазиоптимальном управлении комплексными взвешивающими устройствами, обеспечивающем повышение оперативности работы моноимпульсной антенной решетки.

Рассмотрим предлагаемый способ энергетической оптимизации MAP, полагая, как и в прототипе [1], что распределение шумов и помех в пространстве Т(Θ) известно, причем мощность помех в T(Θ) нормирована к мощности собственных шумов приемной системы.

С учетом структурной схемы оптимизируемой MAP, представленной на фиг.1, для одновременной оптимизации и суммарной, и разностной ДН используем функционал (1), где в предположении единичной нагрузки числитель представляет мощность сигнала в суммарном канале MAP

а знаменатель - сумму мощностей шумов и помех в первом и втором лучах моноимпульсной группы, причем

Выражение (3) записано в предположении, что размеры излучателей вдоль оси х бесконечны, а излучение производится в полупространство z>0.

В (2) и (3) fΣ(Θ)=f(1)(Θ)+f(2)(Θ) - суммарная ДН MAP,

Верхний знак в (4) и далее берется при ν=1.

Учитывая, что после взвешивания сигналов, принятых каждым излучателем, их разделяют на два канала и суммируют сигналы с одноименных выходов делителей с соответственно прогрессивным нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±ΔΘ, представим выражение для лучей моноимпульсной группы в виде:

где

λ, y0 - длина волны и шаг решетки;

IK, IL - неизвестный комплексный весовой коэффициент, принятый равным для всех K(L) неадаптируемых элементов МАР;

- постоянный фазовый сдвиг, обеспечивающий ориентацию равносигнального направления MAP на источник сигнала;

fp(k,ℓ)(Θ) - парциальная ДН MAP, полученная при возбуждении p, k или ℓ-го входа волной единичной амплитуды и нулевой фазы;

P, ℜK, ℜL - множества натуральных чисел, включающие номера элементов, входящих в группу из Р элементов с независимыми комплексными весовыми коэффициентами (ℜP), а также в группы по К (ℜK) и L (ℜL) элементов, объединяемые общими токами IK и IL соответственно.

Тогда для суммарной ДН в равносигнальном направлении Θ0 получим

где

а

В и - вектор-строка и вектор-столбец порядка Р+2 соответственно с элементами

Принимая во внимание (2) и (9), можем записать

где

- эрмитова матрица порядка Р+2 с элементами

Аналогично можно для мощности шума и помех в ν-м луче моноимпульсной группы записать

где - эрмитова матрица порядка Р+2 с элементами

где φi(j) - элементы вектора порядка Р+2

С учетом (14) и (17) можем представить отношение мощности сигнала в суммарном канале к сумме шумов и помех в лучах моноимпульсной группы в виде

где [B'] - эрмитова матрица порядка Р+2 с элементами

Выражение (19) представляет собой отношение эрмитовых форм, которому соответствует пучок эрмитовых форм

В связи с этим в дальнейшем для определения максимума (19) (или, что то же самое (1)) воспользуемся теоремой об экстремальных свойствах отношения эрмитовых форм [2], а именно одним из частных случаев этой теоремы [3].

В соответствии с [3], если матрица, образующая первую эрмитову форму (числитель функционала (19)), может быть представлена в виде (15), где - вектор-строка, то наибольшее и неравное нулю собственное значение пучка эрмитовых форм (21) определяется выражением

а собственный вектор, обеспечивающий максимум функционала (19), находится аналитически из выражения

Работа устройства, функционирующего по предложенному способу, может быть проиллюстрирована с помощью фиг.1. Информация о направлении Θ0 на источник сигнала, величине ΔΘ и о распределении источников помех Т(Θ) в пространстве поступает на входы 1 и 2 вычислителя КВК 3, функционирующего в соответствии с выражением (23).

Принятые каждым излучателем 4 сигналы взвешивают с помощью устройств комплексного взвешивания 5 в соответствии с комплексными весовыми коэффициентами , поступающими от вычислителя 3. Комплексные весовые коэффициенты в устройствах комплексного взвешивания 6 и 7 в соответствии с заявленным способом принимают равными произведению исходных комплексных весовых коэффициентов и , на общие для элементов 6 и 7 комплексные весовые коэффициенты IK и IL соответственно, поступающими от вычислителя 3. Сигналы после комплексного взвешивания проходят на входы делителей 8 на два направления. Сигналы с одноименных выходов делителей поступают на входы сумматоров 10 и 11 соответственно через фиксированные фазовращатели 9. При этом на входах сумматора 10 обеспечивается прогрессивный нарастающий, а на входах сумматора 11 - убывающий фазовый сдвиг в соответствии с информацией о величине ΔΘ от вычислителя КВК 3. В результате на выходах сумматоров 10 и 11 формируются лучи моноимпульсной группы, из которых суммарно-разностный преобразователь 12 формирует суммарную 14 и разностную 13 ДН.

На фиг.2 и 3 штриховой линией представлены соответственно суммарная и разностная ДН MAP с совместным формированием лучей, оптимизированная известным способом [1], а непрерывной линией - аналогичные ДН, полученные при реализации заявленного способа.

Расчеты выполнены для решетки ненаправленных излучателей с параметрами N=29, y0=0.5λ, при Θ0=20° и ΔΘ=1.9°, а также функции Т(Θ) следующего вида

Для иллюстрации возможностей заявленного способа первая группа общих элементов К=7 выбрана в центре антенной решетки, т.е. первую группу составляют элементы с 12 по 18, а вторая группа элементов L=8 выбрана по краям первой группы, т.е. вторую группу составляют элементы с 8 по 11 и с 19 по 22. В соответствии с известным способом адаптируемые элементы выбраны на краях антенной решетки в виде двух подрешеток по М=7 элементов в каждой, т.е. неадаптируемые элементы N-2M=15 выбраны в центре решетки - элементы с 8 по 22. Многочисленные исследования показали, что нерегулируемые элементы MAP как в прототипе, так и в заявленном способе следует выбирать из числа элементов, расположенных в центральной части решетки симметрично относительно ее фазового центра.

Результаты моделирования показали, что в случае воздействия распределенной помехи вида (24) отношение сигнал/шум+помеха в суммарном канале после оптимизации известным и заявленным способами составляет соответственно 16.2 и 17.4 дБ, что свидетельствует о более высокой эффективности заявленного способа. Анализ фиг.2 и фиг.3 показывает, что этот результат обусловлен более низким уровнем боковых лепестков в суммарной диаграмме направленности MAP, оптимизированной заявленным способом, а также более глубоким провалом в направлении прихода помехового сигнала. Уровень боковых лепестков в разностной ДН, оптимизированной известным способом, также выше. Кроме этого из фиг.2 и 3 следует, что для ДН, оптимизированных известным способом, характерно смещение главного максимума и нуля разностной ДН от равносигнального направления, что крайне нежелательно для измерительных систем с MAP. Реализация предложенного способа синтеза для других вариантов распределения помех, например при воздействии помех от нескольких разнесенных в пространстве источников помех, подтвердила преимущество заявленного способа оптимизации MAP.

На фиг.4 штриховой линией представлено нормированное распределение, соответствующее известному способу оптимизации, а непрерывной линией представлено нормированное амплитудное распределение, соответствующее заявленному способу. Анализ амплитудного распределения в элементах АР, оптимизированной известным и заявленным способами, позволил выявить дополнительное преимущество заявленного способа, заключающееся в большем значении коэффициента использования мощности, определяемого выражением который в случае пассивных решеток отражает потери мощности в фидерном тракте, связанные с реализацией неравномерного амплитудного распределения с помощью аттенюаторов. Применительно к активным АР, где управление амплитудами достигают усилителями, коэффициент Z отражает относительную долю используемой мощности всех усилителей от потенциально возможной при равномерном распределении. Потенциальный максимум коэффициента Z=1 обусловлен нормировкой вектора амплитуд токов в выражении для Z к его максимальному значению. Так, в рассматриваемом примере коэффициент использования мощности АР, оптимизированной известным способом, Z=0.31, а заявленным способом - Z=0.59, т.е. при реализации заявленного способа энергетические потери почти в два раза меньше.

Для получения энергетических характеристик АР, оптимизированной известным способом, сопоставимых с характеристиками АР, оптимизированной заявленным способом, число адаптируемых элементов в подрешетках необходимо увеличить до 2М=20, т.е. группа нерегулируемых элементов сокращается до N-2M=9 элементов, при этом порядок эрмитовых форм, входящих в функционал (19), становится равным 2М+1=21, что приводит к дополнительному увеличению вычислительных затрат при реализации известного способа.

На фиг.5 штриховой линией представлено нормированное амплитудное распределение, соответствующее известному способу оптимизации при 2М=20, а непрерывной линией представлено нормированное амплитудное распределение, соответствующее заявленному способу при К=7 и L=8. В первом случае Z=0.58, а во втором - Z=0.59. Аналогично значение отношения сигнал/помеха+шум для известного и заявленного способа составляют 17.2 и 17.3.

Амплитуды КВК, соответствующие сравниваемым способам, приведены в таблице 1.

Таблица 1
Номер КВК 1,29 2,28 3,27 4,26 5,25 6,24 7,23 8-22
Известный способ 0.275 0.404 0.405 0.392 0.825 0.480 1 0.515
Номер КВК 1,29 2,28 3,27 4,26 5,25 6,24 7,23 8-11,19-22 12-18
Заявленный способ 0.276 0.434 0.436 0.497 0.654 0.655 0.778 0.856 1

Предлагаемый способ может быть применен также к MAP с направленными идентичными и к MAP с неидентичными (например, искаженными взаимными связями) излучателями.

Источники информации

1. Патент РФ №2255396. Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей / Башлы П.Н., Мануйлов Б.Д., Богданов В.М. // Открытия, изобретения. - БИ №18. 2005.

2. Гантмахер Ф.Р. Теория матриц. 4-изд. М.: Наука. Гл. ред. физ.-мат. лит., 1988.

3. Cheng D.K. Optimization techniques for antenna arrays // IEEE Proc. 1971. V.59. №12. P.1664.

Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей, основанный на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью комплексных весовых коэффициентов, разделении этих сигналов на два канала, суммировании сигналов с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±ΔΘ, и последующем образовании суммарной и разностной диаграмм направленности, в соответствии с которым вектор комплексных весовых коэффициентов находят из решения задачи оптимизации, как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы, отличающийся тем, что комплексные весовые коэффициенты двух групп произвольно выбранных элементов из состава антенной решетки по K и L элементов в каждой соответственно, причем K+L+P=N, где Р - число элементов с независимыми комплексными весовыми коэффициентами, а N - общее число элементов моноимпульсной антенной решетки, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления на источник сигнала, на общий для каждой группы элементов комплексный весовой коэффициент IK и IL соответственно, определяемые из решения задачи оптимизации, а ранг эрмитовых форм понижают до порядка Р+2.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к радиолокации, в частности к активной фазированной антенной решетке (АФАР), управляемой как по направлению излучения и приема, так и по параметрам зондирующего сигнала, работающей в составе импульсно-доплеровской бортовой радиолокационной станции (БРЛС).

Изобретение относится к области способов управления формированием требуемых характеристик амплитудно-фазового распределения поля (АФР) в раскрыве адаптивной антенной решетки (ААР).

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для решения задачи подавления бокового излучения диаграмм направленности (ДН) линейных фазированных антенных решеток путем изменения лишь фаз возбуждений элементов ФАР.

Изобретение относится к области самофазирующихся антенных решеток для ретрансляторов связи. .

Изобретение относится к радиотехнической промышленности и может использоваться в волноводной СВЧ антенной технике в составе фазированных антенных решеток. .

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в многофункциональных радиолокационных станциях для формирования многолучевой диаграммы направленности в активных фазированных решетках.

Изобретение относится к радиотехнической промышленности и может быть использовано в волноводной СВЧ-антенной технике в составе распределительных систем для фазированных антенных решеток.

Изобретение относится к радиолокации, в частности к приемопередающим модулям (ППМ) активной фазированной антенной решетки (АФАР), управляемой как по направлению излучения и приема, так и по параметрам модуляции зондирующего сигнала, работающей в составе импульсно-доплеровской бортовой радиолокационной станции (БРЛС).

Изобретение относится к антеннам и, в частности, к всенаправленным антеннам, которые применяются в системах GPS и GNSS. .

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для решения задачи формирования провала в диаграммах направленности (ДН) плоских фазированных антенных решеток (ФАР) путем изменения лишь фаз возбуждений ее элементов

Изобретение относится к антенному устройству и системе беспроводной связи

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано в радиотехнических системах связи при приеме широкополосных сигналов в условиях воздействия широкополосных помех

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах антенных решеток по критерию максимума отношения сигнал/шум + помеха

Изобретение относится к антенной технике, в частности к активным пространственным передающим антенным решеткам миллиметрового диапазона волн, и может быть использовано при создании антенн с немеханическим качанием луча антенны для сверхскоростной (более 15 Гбит/с) спутниковой информации

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах антенных решеток по критерию максимума заданного энергетического функционала

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для пространственного подавления помех путем формирования провалов («нулей») в диаграммах направленности фазированных антенных решеток (ФАР) в направлениях источников помех. Технический результат - повышение оперативности управления решеткой за счет возможности подавления лепестков высокого уровня. Для этого способ основан на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью весовых коэффициентов, весовые коэффициенты находят как вектор, минимизирующий функционал ошибки, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, в качестве максимизируемого функционала выбирают отношение мощности сигнала, принимаемого с заданного направления, к сумме мощностей шумов и помех, принимаемых антенной, а в качестве оптимального вектора весовых коэффициентов выбирают вектор, минимизирующий функционал ошибки. 1 ил., 1 табл.

Изобретение относится к фазированным (ФАР) и активным фазированным антенным решеткам (АФАР), состоящим из приемных каналов, выходные сигналы которых оцифровываются с помощью аналогово-цифровых преобразователей и обрабатываются в процессорах бортовых цифровых вычислительных машин радиолокационных станций, головок самонаведения или систем радиопротиводействия. Техническим результатом является обеспечение углового сверхразрешения, мерой которого является ширина «сжатой» диаграммы направленности антенны (ДНАСЖ); уменьшение шумовой ошибки измерения угловых координат; и уменьшение времени обзора заданного сектора пространства за счет расширения диаграммы направленности антенны (ДНА). Это достигается за счет дополнительной обработки кодов цифровых выходных сигналов приемных каналов цифровой ФАР (АФАР) и формирования «сжатой» ДНАСЖ параллельно с обычной (несжатой) ДНА и совместной их обработки, а также формирования расширенной диаграммы направленности ФАР (АФАР). 7 ил.

Изобретение относится к области радиотехники. Технический результат - повышение предела подавления помеховой импульсной мощности в узкополосных приемно-передающих каналах радиотехнических систем, работающих в диапазоне СВЧ, в условиях короткоимпульсных помеховых воздействий большой мощности при проведении испытаний на электромагнитную совместимость. Устройство защиты узкополосных приемно-передающих каналов радиотехнических систем, содержащее основную и дополнительную антенны, соединенные вычитающим элементом, содержит еще N≥1 пару из основной и дополнительной антенн и N≥1 вычитающий элемент, а также (N+1) узкополосных фильтров, которые образуют (N+1) взаимно ортогональных идентичных плеча устройства, состоящих каждое из одной пары основной и дополнительной антенн и последовательно включенных вычитающего элемента и узкополосного фильтра, при этом все антенны выполнены резонансными и идентичны друг другу, антенны попарно - основная и дополнительная - связаны с вычитающим элементом и фильтром, выполненными в виде объединенных отрезков экранированного волновода, в котором установлен режим бегущей волны, связь основной и дополнительной антенн с соответствующим волноводным вычитающим элементом в каждом плече осуществляется таким образом, чтобы синфазные сигналы с этих антенн возбуждали в волноводе противофазные поперечные пучности волноводного распределения электромагнитного поля. 3 ил.

Изобретение относится к радиолокации, а именно к широкополосным антенным системам, рабочий диапазон частот которых перекрывает несколько октав. Технический результат - расширение диапазона рабочих частот комбинированной антенной системы, работающей в активном и пассивном режимах. Широкополосная антенная система содержит комбинированную моноимпульсную антенну Кассегрена с возбуждением от фазированной антенной решетки, работающую в высокочастотном диапазоне, в которую вводится кольцевая антенная решетка из K логопериодических вибраторных антенн и широкополосный приемник, при этом логопериодические вибраторные антенны расположены между параболическим цилиндром и плоскостью, ортогональной продольной оси антенны и проходящей через ось вращения твист-рефлектора, ориентированы параллельно оси антенной системы в направлении полета летательного аппарата и находятся в плоскости, касательной к образующей цилиндра, ограничивающего поперечные размеры антенной системы, элементы логопериодических вибраторных антенн выполнены в виде полосковых проводников, расположенных с двух сторон плоской диэлектрической платы. 3 ил.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах моноимпульсных антенных решеток

Наверх