Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности



Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности
Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности
Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности
Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности
Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности
Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности
Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности
Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности

 


Владельцы патента RU 2507647:

Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" (RU)

Изобретение относится к фазированным (ФАР) и активным фазированным антенным решеткам (АФАР), состоящим из приемных каналов, выходные сигналы которых оцифровываются с помощью аналогово-цифровых преобразователей и обрабатываются в процессорах бортовых цифровых вычислительных машин радиолокационных станций, головок самонаведения или систем радиопротиводействия. Техническим результатом является обеспечение углового сверхразрешения, мерой которого является ширина «сжатой» диаграммы направленности антенны (ДНАСЖ); уменьшение шумовой ошибки измерения угловых координат; и уменьшение времени обзора заданного сектора пространства за счет расширения диаграммы направленности антенны (ДНА). Это достигается за счет дополнительной обработки кодов цифровых выходных сигналов приемных каналов цифровой ФАР (АФАР) и формирования «сжатой» ДНАСЖ параллельно с обычной (несжатой) ДНА и совместной их обработки, а также формирования расширенной диаграммы направленности ФАР (АФАР). 7 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к антенным системам направленного приема с цифровым формированием ДНА - цифровым фазированным антенным решеткам (ЦФАР).

Наиболее эффективно устройство с управляемой шириной ДНА может использоваться в бортовых РЛС, радиолокационных ГСН, наземных РЛС, а также в системах радиопротиводействия.

Антенные устройства, обеспечивающие повышение углового разрешения с помощью устройства обужения ДНА, известны и представляют собой антенны, раскрыв которых делится на две равные части (для одной плоскости сканирования), из которых формируются суммарная и разностная диаграммы направленности. Совместная обработка суммарной (ДНАΣ) и разностной (ДНАΔ) диаграмм направленности позволяет уменьшить ширину ДНА, но не более двух раз.

Прототипом предлагаемого изобретения является приемная сверхразрешающая (по углам) ФАР (В.В.Добырн, А.В.Немов «Алгоритмические методы обужения ДНА пассивной антенной решетки», Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 1998 г., вып.3, стр.65, 66).

Прототип, блок-схема которого представлена на фиг.1, представляет собой фазированную антенную решетку относительно больших габаритов, поэтому для сокращения числа каналов обработки сигналов без потерь характеристик антенны, она разделена на подрешетки одинакового размера и содержит:

1 - излучатели ФАР;

2 - блоки аттенюаторов для амплитудного «взвешивания» сигналов, принимаемых соответствующей подрешеткой;

3 - блоки управляемых фазовращателей для фазирования подрешеток;

4 - СВЧ-сумматоры формирования подрешеток;

5 - управляемые (групповые) фазовращатели фазирования раскрыва ФАР;

6 - СВЧ-делители ½;

7 - СВЧ-сумматор для формирования суммарного сигнала ФАР;

8 - приемник суммарного сигнала;

9 - СВЧ-вычитающее устройство формирования обуженной ДНА;

10 - СВЧ-вычитающее устройство для образования элементарных разностных сигналов;

11 - СВЧ-сумматор образования разностного сигнала ФАР;

12 - приемник разностного сигнала;

YΣ - выход ФАР с обуженной ДНА.

В режиме приема сигналы через излучатели 1 и аттенюаторы 2 поступают на входы фазовращателей 3, где фазируются, после чего поступают на входы сумматоров 4, где формируется сигнал подрешетки. С выходов сумматоров сигналы подрешеток поступают на управляемые групповые фазовращатели 5 для выравнивания фаз сигналов подрешеток, для образования синфазной поверхности ФАР.

С выходов фазовращателей 5 сигналы поступают на соответствующие входы делителей 6, где делятся на два выхода поровну.

С одних выходов сигналы поступают на СВЧ-сумматор 7, где образуется суммарный сигнал всей ФАР, который через приемник 8 после детектора поступает на один вход вычитающего устройства 9.

С других выходов делителей 6 сигналы попарно (с соседних делителей 6) поступают на СВЧ-вычитающие устройства 10, с выходов которых разностные сигналы поступают на входы сумматора 11, где формируется разностный сигнал всей ФАР, который поступает на вход приемника разностного канала 12.

С выхода приемника 12 разностный детектированный сигнал поступает на второй вход вычитающего устройства 9, где происходит вычитание сигнала разностной ДНА и суммарной ДНА, что формирует обуженную ДНА на выходе ФАР - YΣ.

На фиг.2 показаны: ДНА исходная (пунктир), ширина которой Δθ°=λ/L, и ДНА обуженная (сплошная линия), которая по ширине , т.е. меньше чем исходная ДНАР, однако это обужение (уменьшение ширины ДНА), как указывают авторы статьи В.В.Добырн и А.В.Немов («Алгоритмические методы обужения ДНА пассивной ФАР», Известия вузов, Радиоэлектроника, 1998 г., Вып.1, стр.65, 67), не превышает двух раз, то есть достигается увеличение углового разрешения всего до двух раз относительно ДНАр реального раскрыва. Такое обужение ДНА, во-первых, несущественно, т.к. практически не превышает угловое разрешение, например, антенны активной ГСН с Δθ°=15°. При обужении в 2 раза (7,5°) линейный размер ДНАГСН на расстоянии 6 км составит 340 м, то есть группа отражателей - кромка леса и танк, находящиеся на расстоянии 100 м (по азимуту), будут восприниматься головкой самонаведения как одна цель. Это значит:

- во-первых, минимальная ошибка наведения составит ~50 м, что исключает прицельное наведение ГСН в цель;

- во-вторых, прототип имеет относительно высокую среднеквадратическую шумовую ошибку измерения угловых координат, т.к. на выходе вычитающего устройства 9 (Фиг.1) некоррелированные шумы приемника 1 (8) и приемника 2 (12) суммируются, что приводит к увеличению шумовой составляющей YΣ, а это для высокоточных измерений является существенным недостатком;

- в-третьих, прототип не расширяет нормальную ДНАР, т.е. не позволяет управлять шириной диаграммы направленности.

Задачей изобретения является:

- повышение угловой разрешающей способности значительно более двух раз («сжатия» ДНА в десятки раз);

- уменьшение угловой среднеквадратической шумовой ошибки в десятки раз путем «сжатия» ДНА без существенного уменьшения коэффициента усиления антенны (<1,5 дБ);

- управление шириной ДНА (Δθ°) при «сжатии» и расширении ДНА реального раскрыва,

где λ - длина волны,

L - длина раскрыва (см. «Справочник по радиолокации» М.Сколник, М., Сов. радио, т.2, 1977 г., стр.57).

Для решения этой задачи в известное устройство (см. фиг.3) в каждую подрешетку вводятся (см. фиг.3):

- квадратурные фазовые детекторы - блок 7, АЦП (амплитудно-цифровые преобразователи) - блок 8;

- определитель модуля сигнала подрешетки Ai - блок 9;

- определитель фазы сигнала подрешетки - блок 10;

- формирователь комплексного сигнала подрешетки с реальной фазой - блок 11;

- умножитель фазы - блок 12;

- формирователь комплексного сигнала с умноженной фазой - блок 14;

- формирователь ДНА с реальной фазой ДНАР - блок 13;

- формирователь ДНА с умноженной фазой - блок 15;

- переключатель 16 для соединения входа блока 17 с выходом блока 13 (контакт «б») или с внешним устройством памяти коэффициента «1» (контакт «а»);

- перемножитель ДНАР и ДНАСЖ - блок 17.

Изобретение представлено чертежами.

На фиг.3 - функциональная схема предлагаемой цифровой ФАР с управляемой шириной ДНАУПР-FУПР(θ°) (реальной - FP(θ°), «сжатой» - РСЖ(θ°), расширенной - Fш(θ°)).

На фиг.4 - ДНА исходная и ДНАСЖ - «сжатая» в 10 раз.

На фиг.5 - ДНАСЖ - «сжатая» в 3, 5, 8 раз ДНРР.

На фиг.6 - ДНАР при наличии двух целей и ДНАСЖ в 100 раз с дифракционными лепестками.

На фиг.7 - ДНАСЖ в 100 раз при наличии двух целей и при подавлении дифракционных лепестков.

На фиг.3 представлена функциональная схема цифровой ФАР с управляемой шириной ДНАУПР-FУПР(θ°), которая содержит: излучатели - 1, аттенюаторы управляемые - 2, фазовращатели управляемые индивидуальные - 3, СВЧ-сумматор - 4, фазовращатель групповой управляемый - 5, усилитель - 6, фазовые детекторы квадратурные - 7, АЦП - 8, определитель модуля сигнала подрешетки - 9, определитель фазы сигнала подрешетки φi - 10, формирователь комплексного сигнала с φi - 11, умножитель фазы φi·χ - 12, формирователь реальной ДНАР - 13, формирователь комплексного сигнала с фазой φi·χ - 14, формирователь ДНАСЖ (с умноженной фазой ) - 15, переключатель входа перемножителя ДНАР·ДНАСЖ - 16, перемножитель ДНАР·ДНАСЖ - 17.

Излучатели радиоволн (1), заполняющие раскрывы подрешеток приемной ФАР, выход каждого из которых соединен с входом аттенюатора, расположенного в блоке 2.

Излучатель может быть изготовлен в виде диполя или открытого конца волновода или в виде диска, или спирали (Айзенберг Г.З. «Антенны УКВ», М., Связьиздат, 1957 г., стр.3…685).

Блок индивидуальных аттенюаторов подрешетки (2), обеспечивающих требуемое амплитудное распределение ФАР (Справочник по радиолокации». Сколник М., М., т.2, Сов. радио, 1977 г., стр.40…42). Выход блока аттенюаторов 2 соединен со входами индивидуальных фазовращателей (3).

Блок индивидуальных фазовращателей (3), предназначенных для формирования синфазных поверхностей в каждой подрешетке. Выход каждого фазовращателя блока 3 подключен к одному из входов своего СВЧ-сумматора (блок 4). Фазовращатели могут быть выполнены на pin-диодных переключателях или в виде МИС на полевых транзисторах с барьером Шоттки. Диапазон управления 0°…360°, дискрет установки фазы ~3° («Активные ФАР» под ред. Д.И.Воскресенского и др., М., Радиотехника, 2004 г., стр.26, 27).

СВЧ-сумматоры (4), каждый из которых может быть выполнен в виде микрополосковой схемы («Радиопередающие устройства». Под ред. Благовещенского М.В., Радио и связь, 1982 г., стр.109). Сумматор объединяет сигналы, поступившие на его входы в сигнал подрешетки, выход которого подключен ко входу своего управляемого фазовращателя подрешетки (5) («Справочник по радиолокации». Сколник М., М., т.2, Сов. радио, 1977 г., стр.20…22).

Управляемые групповые фазовращатели подрешетки (5), размещенные в блоке, предназначенном для выравнивания и стыковки фазового распределения всего раскрыва ФАР (АФАР), выходы которых подключены ко входам приемников подрешеток (6) (Там же, стр.206…251).

Приемники (усилитель) подрешеток (6) предназначены для усиления сигналов подрешеток до уровня, необходимого для работы квадратурных фазовых детекторов, а их выходы соединены с блоком квадратурных фазовых детекторов (7). Усилители могут выполняться на полевых транзисторах ПТШ в гибридно-интегральном исполнении.

Блок квадратурных фазовых детекторов ФД (7), обычно применяемых для оцифровки когерентных сигналов в цифровых ФАР («Активные ФАР» под ред. Д.И.Воскресенского и др., М., Радиотехника, 2004 г., стр.215), своими входами («сигнальными» и «опорными») подключен к выходам приемников (6) и выходам формирователя опорных сигналов U0 соответственно. Выходы синфазного и квадратурного фазовых детекторов(7) подключены ко входам соответствующих АЦП (синфазного и квадратурного).

Блок АЦП (8) предназначен для «оцифровки» - формирования цифровых кодов пропорционально амплитуде входных сигналов (UВХ1, UВХ2), которая содержит информацию и о фазе сигнала (UВХ1=A·cosφi; UВХ2=A·sinφi).

Входы квадратурных АЦП (8) (синфазного и квадратурного) подключены к соответствующему выходу ФД (7), вторые входы АЦП в соответствии с теоремой Котельникова - к сигналам дискретизации UД. Выходы каждого АЦП (синфазного и квадратурного) - к двум входам: ко входу определителя модуля сигнала Ai (9) и к входу определителя фазы φi (10).

Устройства АЦП в настоящее время производятся промышленностью в широком ассортименте, например АЦП с частотой дискретизации 56 МГц, числом разрядов - 16, скоростью передачи данных - 28 Мслов/с, Rвх=50 Ом.

Модуль сигнала определяется с помощью типовых тригонометрических операций, причем определитель модуля сигнала подрешетки Ai (9) своими двумя входами подключен к двум соответствующим выходам АЦП (8): синфазному и квадратурному, а выходами параллельно - к двум входам формирователей комплексного сигнала (13) и (14):

- формирователь комплексного сигнала (11) с реальной фазой принятого сигнала ;

- формирователь (14) с умноженной фазой принятого сигнала .

Модуль Ai может определяться, например, известной формулой

Определитель фазы сигнала подрешетки (10) своими двумя входами подключен к двум соответствующим выходам АЦП (8): синфазному и квадратурному, а выходом соединен с двумя входами: с входом формирователя комплексного сигнала 11 и с входом умножителя фазы (12).

Фаза сигнала подрешетки может определяться с помощью известных тригонометрических преобразований входных сигналов Aicosφi и Aisinφi, например,

Формирователь комплексного сигнала подрешетки (11) предназначен для формирования комплексного сигнала с реальной фазой , используя полученные модуль и фазу сигнала. При этом формирователь (11) своим одним входом подключен к выходу определителя модуля (9), а другим - к выходу определителя фазы (10).

Выходом формирователь (11) подключен к одному из входов сумматора (13) - формирователя реальной ДН ФАР.

Умножитель фазы сигнала подрешетки (12) обеспечивает формирование новой умноженной фазы сигнала подрешетки , умножая фазу сигнала на коэффициент сжатия χ>1 при «сжатии» ДНА, а при расширении ДНА - на χ<1.

При этом умножитель фазы (12) одним своим входом подключен к выходу определителя фазы подрешетки (10), а другим - к внешнему устройству управления коэффициентом умножения «χ» (кодом коэффициента «χ»). Выход умножителя фазы 12 подключен к одному из двух входов формирователя 14 комплексного сигнала подрешетки с умноженной фазой , которая образуется перемножением кодов фазы и коэффициента «χ», задаваемого оператором с помощью устройства управления.

При χ>1 ДНА будет «сжиматься» , а при χ<1 - расширяться в раз.

Формирователь реальной ДНАР (13) предназначен для формирования реальной диаграммы направленности с шириной ΔΘ=λ/L. Причем формирователь (13) своими входами, число которых определяется числом подрешеток ФАР, подключен к соответствующим выходам формирователей комплексного реального сигнала подрешеток (11), а выходом - к переключателю (16). Формирователь комплексного сигнала с умноженной фазой (14) предназначен для получения комплексного сигнала с новой (умноженной) фазой . Формирователь (14) одним своим входом подключен к выходу определителя модуля сигнала подрешетки (9), а другим - к выходу умножителя фазы (12). Выход формирователя комплексного сигнала подрешетки с фазой (блок 14) подключен к одному из входов сумматора формирователя (15) ДНАУПР с управляемой шириной: «сжимаемой» (χ>1) ΔΘСЖ, расширяемой (χ<1) - и реальной (χ=1) . Формирователь диаграммы направленности ФАР с управляемой шириной (15) предназначен для получения «сжатой» ДНАСЖ при включении коэффициента χ>1, для получения расширенной ДНАШ при включении коэффициента χ<1 и получении реальной ДНАР при включении коэффициента χ=1. Формирователь ДНА с управляемой шириной ДНАУПР (15) своим входом подключен к соответствующему выходу каждого формирователя комплексного сигнала подрешетки с умноженной фазой , а выходом - к входу перемножителя (17). Переключатель (16) предназначен для подключения входа перемножителя (17) к выходу формирователя (13) или к внешнему устройству памяти кода коэффициента 1. Переключатель (16), соединяющий выход формирователя реальной ДНАР (13) с входом перемножителя (17) при замыкании (контакт «б») и разъединяющий - при замыкании контакта «а» - подключение кода «1» к входу перемножителя (17) (вместо выхода блока 13 - контакта «б»). Перемножитель (17) предназначен для подавления дифракционных лепестков в «сжатой» ДНАСЖ при подключении входа перемножителя (17) к выходу формирователя (13) с помощью переключателя (16) и для умножения ДНАР (χ=1) и ДНАШ (χ<1) на коэффициент «1», если необходимо использовать реальную диаграмму направленности или расширенную диаграмму направленности в конкретных режимах РЛС. Перемножитель реальной ДН ФАР и управляемой ДНАУПР ФАР(«сжатой», расширенной или нормальной) (17) одним входом соединен с выходом переключателя (16), а другим - с выходом формирователей (15). Выход перемножителя (17) является выходом фазированной антенной решетки с управляемой шириной диаграммы направленности. Все перечисленные блоки (после блока 8 - АЦП) являются цифровыми и входят в состав сигнального процессора, например, 80486ДХ2™, применяемого для математической и логической обработки информации. Число разрядов максимальное - 80; тактовая частота - 50 МГц. (Стандарт (ANSI/IEE 754-1985).

Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности (фиг.3) работает следующим образом.

Электромагнитный поток энергии, перехваченный раскрывом ФАР, поступает через излучатель 1 (диполь, открытый конец волновода или щель (Айзенберг Г.З. «Антенны УКВ», М., Связьиздат, 1957 г., стр.282-287, 323, 668) и управляемые аттенюаторы 2, с помощью которых устанавливается амплитудное распределение AK по раскрыву (к - номер каналов подрешетки), на входы индивидуальных управляемых фазовращателей 3, в которых в соответствии с сигналами управления UУПР выставляется фазовое распределение , создающее синфазную поверхность подрешетки по сигналам с заданного направления. Структура сигналов управления может быть представлена в виде шестиразрядного слова, например, 110111, где первая 1 - тире знак «+», первый «0» - знак «минус»; остальные элементы двоичного кода показывают одно из 64 возможных значений фазы, устанавливаемой данным кодом фазовращателя. Управляющие сигналы вырабатываются с помощью драйверов (программ). Взаимозависимость сигнала управления и величины изменения фазы сигнала Uφi=f(φ°) представлена в литературе, например, «Справочник по радиолокаци» и под ред. М.Сколник, том №2, М., Сов. радио, 1977 г., стр.255.

С выходов индивидуальных фазовращателей 3 сигналы поступают на входы сумматоров 4, в которых образуется сигнал подрешетки. ,

где

λ - длина волны сигнала, d - межэлементное расстояние излучателей, к - номер излучателя, Θ° - угловое направление прихода сигнала относительно нормали к раскрыву, N - количество излучателей в подрешетке (Айзенберг Г.З. «Антенны УКВ», М., Связьиздат, 1957 г., стр.190). С выходов сумматора 4 сигналы подрешеток поступают на входы групповых управляемых фазовращателей 5 (аналогичных фазовращателям 3), предназначенных для формирования единого фазового распределения всего раскрыва ФАР за счет «выравнивания» фаз сигналов подрешеток A i e j ϕ i 0 ,

где Ai - амплитуда сигнала на выходе i-ой подрешетки;

- фаза сигнала i-ой подрешетки;

i - номер подрешетки.

Сигнал подрешетки с выхода фазовращателя (5) поступает (если необходимо увеличить уровень сигнала) на вход усилителя (6), доводится до требуемой величины и с выхода усилителя (6), который является выходом подрешетки, сигнал поступает на входы квадратурного фазового детектора (7). Квадратурный фазовый детектор (применяется в цифровых фазированных решетках - «АФАР» под ред. Воскресенского Д.И. и др., изд. «Радиотехника», М., 2004 г., стр.215) своими входами («сигнальным» и «опорным») подключен к выходу усилителя (6) и к источнику опорного сигнала U0 соответственно. В квадратурном фазовом детекторе детектируются сигналы высокой частоты и при этом в фильтрах фазового детектора выделяются синфазный сигнал - реальная часть входного сигнала и квадратурный сигнал - мнимая часть. С выходов фазового детектора сигналы: U1=Aicosφi и U2=Aisinφi (реальная часть сигналов подрешетки и мнимая часть соответственно) поступают на входы АЦП, на другие входы которых поступает с синхронизатора сигнал дискретизации UД с частотой повторения, определяемой теоремой Котельникова. Устройства АЦП производятся промышленностью в широком ассортименте, например АЦП с частотой дискретизации 56 МГц, числом разрядов 16, скоростью передачи информации до 28 Мслов/с. С каждого из двух выходов амплитудно-цифровых преобразователей (синфазного и квадратурного) данной подрешетки сигналы параллельно поступают каждый на свой вход определителя модуля сигнала подрешетки Ai(9) и на свой вход определителя фазы сигнала подрешетки (10). Определитель модуля сигнала подрешетки 9 вычисляет модуль, например, возведя в квадрат оба входных сигнала , сложив их и вычислив квадратный корень

В определителе фазы сигнала подрешетки (10) может использоваться, кроме (с ограничениями), и другая тригонометрическая формула, например, 0,5 arccos 2φi. С выхода блока (9) и блока (10) модуль Ai и фаза φi соответственно поступают на вход блока формирования комплексного сигнала (11), где по этим полученным параметрам (Ai и φi) образуют комплексное число (например, с помощью логарифмирования). Кроме того, параллельно с выхода определителя фазы сигнала подрешетки (10) код фазы сигнала поступает на вход умножителя фазы (12), где умножается на код коэффициента χ, который задается оператором от внешнего источника в зависимости от режима работы ФАР. При χ>1 происходит «сжатие» ДНАСЖ, при χ=1 обеспечивается работа реальным лучом (ДНАР) и при χ<1 реальная ДНАР расширяется до заданной этим коэффициентом ширины ДНАШ.

С выхода умножителя фазы (12) код произведения поступает на второй вход формирователя кода комплексного сигнала 14 с умноженной фазой , получаемого перемножением кода Ai и .

(3). С выходов формирователя комплексного сигнала 11 коды сигнала поступают на входы формирователя реальной диаграммы 13, где образуется код ДНАР, равный F(Θ0), суммированием

где M - количество подрешеток ФАР.

Выходной код формирователя реальной диаграммы направленности 13 подается на переключатель 16, контакт «б».

С выходов формирователей комплексного сигнала подрешеток с умноженной фазой 14 коды комплексных сигналов подрешеток поступают на входы формирователя ДНАУПР 15, на выходе которого образуется код «сжатой», реальной и расширенной диаграммы направленности F(Θ).

, где χ может быть больше 1 (в этом случае происходит «сжатие» ДНА - FСЖ(Θ°)), меньше 1 (расширение ДНА - FШ0)), равно 1 (изменение ширины ДНА относительно реальной не происходит, FP0)=ДНАР).

На фиг.4 представлено графическое изображение FСЖ(Θ°), обозначенное сплошной линией, на котором видно, что ширина диаграммы направленности FСЖ(Θ°) в 10 раз меньше чем FР(Θ°)=ДНАР, которая обозначена пунктиром.

Природа эффекта «сжатия» ДНА на выходе формирователя (15) (без физических изменений размеров ФАР или длины рабочей волны) объяснима сравнением двух диаграмм направленности ФАР F(Θ°) с одинаковым количеством излучателей, но с разным межэлементным расстоянием d (d1, d2):

F 1 ( Θ 0 ) = i = 1 M A i e j ϕ i 1 0 = i = 1 M A i e j 2 π λ d 1 i χ n sin Θ 0 ; ( 5 )

F 2 ( Θ 0 ) = i = 1 M A i e j ϕ i 2 0 = i = 1 M A i e j 2 π λ d 2 i χ n sin Θ 0 ; ( 6 )

(Айзенберг Г.З. «Антенны УКВ», M., Связьиздат, 1957 г., стр.190).

При определении фазы ϕ i 1 0 на выходе определителя фазы (10) и последующем умножении ее в умножителе (12) на коэффициент χ получим новую «умноженную» фазу ϕ i 2 0 = ϕ i 1 0 χ = 2 π λ d 1 i χ sin Θ 0 . ( 7 )

Как было указано выше, выход умножителя фазы (12) соединен с одним из входов формирователя комплексного сигнала (14), выход которого является выходом подрешетки и соединен с формирователем «сжатой» ДНАСЖ (15), в котором при суммировании всех выходных сигналов подрешеток ФАР образуется ДНАСЖ F2(Θ°) (см. выше).

Сравнивая фазу ϕ i 1 0 = 2 π λ d 1 i sin Θ 0 и «умноженную» фазу на χ

ϕ i 2 0 = 2 π λ d 1 i χ sin Θ 0 = 2 π λ d 2 i sin Θ 0 ; d1·χ=d2, заключаем, что межэлементное расстояние d2 в χ раз больше чем d1. Это означает, что длина раскрыва ФАР2 в χ раз больше чем раскрыв ФАР1 или L2=L1·χ.

Однако известно («Справочник по радиолокации» под ред. М.Сколник, том №2, М., Сов. радио, 1977 г., стр.57), что ширина диаграммы направленности в радианах или Δ Θ 2 = Δ Θ 1 χ , т.е. ΔΘ2 на выходе формирователя 14 в χ раз уже, чем Δ Θ 1 0 (ширина ДНАР) на выходе формирователя 13.

Кроме того, из фиг.4 видно, что ДНАСЖ имеет второе существенное отличие от ДНАР - близкорасположенные дифракционные лепестки, которые возникли из-за значительно увеличенного (в χ раз) межэлементного расстояния d2=d1·χ, так как известно («Справочник по радиолокации» под ред. М.Сколник, том №2, М., Сов. радио, 1977 г., стр.142) условие их появления d λ 1 + | sin γ | ( 8 ) (γ - сектор сканирования ФАР<±90°).

Поскольку коэффициент χ может составлять теоретически любое число больше 0, то d2 может составлять несколько λ, что приведет к появлению нескольких дифракционных лепестков в секторе сканирования ФАР, т.е. возникнет существенная угловая неоднозначность при сканировании «сжатой» диаграммы направленности на выходах формирователей (15). В то же время на выходе формирователя реальной ДНАР (13) дифракционные лепестки отсутствуют, так как величина d1 выбирается из условия d λ 1 + | sin γ | ( 8 ) , а при d 1 = λ 2 дифракционные лепестки отсутствуют полностью в секторе сканирования ±90°.

Таким образом, на выходе формирователя (13) образовалась ДНАР без дифракционных лепестков, а на выходе формирователя (15) - ДНАСЖ с дифракционными лепестками (см. фиг.4).

При χ<1 формируется расширенная ДНАШ - FШ(Θ°) без дифракционных лепестков, так как межэлементное расстояние в этом случае (при χ<1) будет меньше, чем в реальной ДНАР.

Таким образом, FСЖ(Θ°) и FШ(Θ°) являются функцией коэффициента χ, который задается с пульта оператора параллельно на все умножители фазы (12) (всех подрешеток) и может иметь любую положительную величину в диапазоне χ=0…∞, определяемую практической целесообразностью в действующем режиме работы ФАР. С выхода блока (15) сформированная диаграмма направленности с управляемой шириной Δ Θ У П Р 0 (или FСЖ(Θ°), или FШ(Θ°), или F(Θ°)) поступает на вход перемножителя с реальной ДНАР 17, где при положении «а» переключателя (16) диаграммы FШ(Θ°) или F(Θ°) умножаются на «1». При этом устанавливается χ<1.

В этом случае ДНА на выходе перемножителя (17) будет определяться как FВЫХ(Θ°)=FШ0) или FВЫХ(Θ°)=F(Θ°).

При положении «б» переключателя (16) ДНАР с выходов формирователя (13) поступает на вход перемножителя (17), где перемножается с FСЖ(Θ°), при этом χ>1. Тогда выходная ДНАУПР FВЫХ(Θ°)=FСЖ(Θ°)·F(Θ°) . Это означает, что дифракционные лепестки диаграммы направленности FСЖ(Θ°) будут подавлены умножением на 0 (от ДНАР).

Управление переключателем 16 осуществляется с пульта оператора в соответствии с требованиями режима работы ФАР. При этом положение «б» переключателя 16 конструктивно совпадает с χ>1, а положение «а» - с χ≤1.

Вышеприведенная обработка в виде перемножения диаграмм направленности обеспечивает требуемую форму выходной ДНА FВЫХ для повышения угловой разрешающей способности и позволяет подавить все дифракционные лепестки, которые содержала FСЖ(Θ°). Среднеквадратическая шумовая ошибка измерения угловых координат σ У Г 0 = Δ Θ 0 С Ш , где С Ш - отношение сигнал-шум (Справочник по радиолокации, Д.Бартон и др., М., Сов. радио, 1976 г., стр.46, формула 2.45). Из соотношения видно, что σ У Г 0 пропорциональна ширине ДНА ΔΘ° и с ее уменьшением в χ раз σ У Г 0 также уменьшается в χ раз ( С Ш не изменяется, так как величина раскрыва ФАР физически не увеличивается).

Для проверки приведенных выше предложений по управлению шириной диаграммы направленности ФАР и их обоснования проведено математическое моделирование, результаты которого представлены на фиг.4, фиг.5, фиг.6 и фиг.7.

На фиг.4 показаны ДНАР - пунктир и ДНАСЖ - сплошная линия, которые соответствуют выходным сигналам формирователя 13 (ДНАР) и формирователя (15) (ДНАСЖ).

Изображение показывает:

- ширина ДНАСЖ в 10 раз уже, чем ширина ДНАР;

- четыре дифракционных лепестка ДНАСЖ равномерно располагаются в секторе ±900;

- максимальное значение дифракционных лепестков совпадает с нулевыми уровнями ДНАр, т.е. при перемножении ДНАСЖ×ДНАР в перемножителе (17) дифракционные лепестки будут подавлены.

На фиг.5 представлены: реальная диаграмма направленности ДНАР - пунктирная линия 1 и «сжатая» диаграмма направленности ДНАСЖ - 3, 5, 8, зависящие от коэффициента «сжатия» χ, который изменяется при переключении до величин 1, 3, 5, 8 на соответствующем входе умножителя фазы (12):

- при положении «а» переключателя (16) χ1=1, ДНАР - 1 (пунктирная линия);

- при положении «б» переключателя (16) χ2=3, ДНАСЖ - 3 (сплошная линия);

- при положении «б» переключателя (16) χ3=5, ДНАСЖ - 5 (штрих линия со звездами);

- при положении «б» переключателя (16) χ8=8, ДНАСЖ - 8 (сплошная линия со звездами).

Результаты показывают:

1 - уменьшение ДНАСЖ («сжатая» диаграмма направленности антенны) соответствует коэффициенту умножения фазы χ;

2 - положение дифракционных лепестков относительно главного лепестка зависит от коэффициента χ - с увеличением «сжатия» (коэффициента χ) угловое расстояние до главного лепестка уменьшается.

На фиг.6 представлен результат моделирования работы ФАР при наличии группы из двух целей, расположенных внутри реальной диаграммы направленности ДНАР. Изображение показывает, что эта группа целей по углу не разрешается диаграммой ДНАР, т.е. раздельно цели не наблюдаются (видно некоторое искажение ДНАР из-за наличия второй цели). Измерять координаты каждой цели невозможно.

При включении χ=100 происходит «сжатие» ДНАСЖ на выходе формирователя 15 примерно в 100 раз.

Раздельно наблюдаются две цели внутри ДНАР, но из-за наличия двух пар дифракционных лепестков угловое разрешение отсутствует.

На фиг.7 показан результат моделирования работы перемножителя (17) (ДНАР×ДНАСЖ). При включении переключателя (16) в положение «б» с выхода формирователя (13) поступает ДНАР на вход перемножителя (17), на другой вход которого поступает ДНАСЖ с выхода формирователя (15).

При перемножении ДНАР×ДНАСЖ на выходе перемножителя (17) образуется ДНАВЫХ ФАР с управляемой шириной диаграммы направленности от двух раздельно наблюдаемых целей и остатки от подавленных на 50 дБ дифракционных лепестков.

Математическое моделирование показало, что предлагаемое устройство позволяет:

- реализовать угловое сверхразрешение путем управляемого «сжатия» диаграммы направленности антенны в 10 и более раз (например, в 100 раз) за счет умножения фазы каждого сигнала решетки (подрешетки) на задаваемый оператором коэффициент;

- уменьшить величину среднеквадратической шумовой ошибки измерения угловой координаты за счет «сжатия» ширины диаграммы направленности антенны;

- подавить дифракционные максимумы ДНАСЖ умножением ее на ДНА реального раскрыва ФАР.

Предлагаемое техническое решение обеспечивает достижение технического результата по сравнению с прототипом, которое заключается:

1 - в существенном (в десятки раз) повышении угловой разрешающей способности ФАР - обеспечении углового сверхразрешения;

2 - в существенном (в десятки раз) уменьшении шумовой среднеквадратической ошибки измерения угловых координат без существенного уменьшения (не более 1,5 дБ) коэффициента усиления антенны;

3 - в возможности управлять шириной ДНА, «сжимая» ее при необходимости или расширяя относительно нормальной величины, определяемой длиной волны и величиной раскрыва антенны.

Достижение этого технического результата позволяет:

- определять количество целей в группе;

- измерять угловые координаты каждого объекта - цели в группе для обеспечения прицельного наведения на каждую цель;

- повысить точность измерения угловых координат за счет существенного уменьшения случайной ошибки и ошибки за счет мешающих объектов;

- сократить время поиска целей за счет расширения ДНА.

1 - ИЗЛУЧАТЕЛИ

2 - АТТЕНЮАТОРЫ УПРАВЛЯЕМЫЕ

3 - ФАЗОВРАЩАТЕЛИ УПРАВЛЯЕМЫЕ ИНДИВИДУАЛЬНЫЕ

4 - СВЧ-СУММАТОР

5 - ФАЗОВРАЩАТЕЛЬ ГРУППОВОЙ УПРАВЛЯЕМЫЙ

6 - УСИЛИТЕЛЬ

7 - ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ КВАДРАТУРНЫЕ

8 - АЦП

9 - ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ МОДУЛЯ СИГНАЛА ПОДРЕШЕТКИ

10 - ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ ФАЗЫ СИГНАЛА ПОДРЕШЕТКИ

11 - ФОРМИРОВАТЕЛЬ КОМПЛЕКСНОГО СИГНАЛА С РЕАЛЬНОЙ ФАЗОЙ φi

12 - УМНОЖИТЕЛЬ ФАЗЫ φi·χ

13 - ФОРМИРОВАТЕЛЬ РЕАЛЬНОЙ ДНАР С НЕУПРАВЛЯЕМОЙ ΔΘP

14 - ФОРМИРОВАТЕЛЬ КОМПЛЕКСНОГО СИГНАЛА С УМНОЖЕННОЙ ФАЗОЙ φi·χ

15 - ФОРМИРОВАТЕЛЬ ДНАСЖ (С УМНОЖЕННОЙ ФАЗОЙ ϕ i 0 χ )

16 - ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ ВХОДА ПЕРЕМНОЖИТЕЛЯ ДНАР с ДНАСЖ

17 - ПЕРЕМНОЖИТЕЛЬ ДНАР с ДНАСЖ.

Фазированная антенная решетка с управляемой шириной диаграммы направленности, содержащая подрешетки, состоящие из излучателей и последовательно соединенных с каждым из них управляемого аттенюатора и управляемого индивидуального фазовращателя, выход каждого из которых подключен к соответствующему входу СВЧ-сумматора, своим выходом подключенного к входу группового управляемого фазовращателя, своим выходом подключенного к входу усилителя подрешетки,
отличающаяся тем, что выход каждой подрешетки подключен к входам своего квадратурного фазового детектора, выходы которого подключены к соответствующим входам амплитудно-цифровых преобразователей данной подрешетки, а их выходы параллельно подключены каждый к своему входу определителя модуля сигнала подрешетки Ai и к своему входу определителя фазы сигнала подрешетки , а выход определителя модуля Ai параллельно подключен к одному входу формирователя комплексного сигнала подрешетки и к одному входу формирователя комплексного сигнала подрешетки с умноженной фазой , а к другому входу формирователя комплексного сигнала подключен выход определителя фазы этого сигнала, параллельно соединенного с одним из двух входов умножителя фазы сигнала подрешетки на управляемый коэффициент от внешнего источника, подключенного ко второму входу этого умножителя, выход которого подключен ко второму входу формирователя комплексного сигнала подрешетки с умноженной фазой , причем выход формирователя комплексного сигнала этой подрешетки и выходы формирователей комплексного сигнала других подрешеток подключены к своим входам формирователя диаграммы направленности с управляемой шириной, выход которого подключен к входу перемножителя реальной диаграммы направленности и диаграммы направленности с управляемой шириной, второй вход которого через переключатель подключен к выходу формирователя реальной диаграммы направленности, если включен коэффициент умножения χ>1 и подключен к ячейке памяти кода «1», если χ≤1, а входы формирователя реальной диаграммы направленности подключены к соответствующим выходам каждого формирователя комплексного сигнала с фазой каждой подрешетки.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для пространственного подавления помех путем формирования провалов («нулей») в диаграммах направленности фазированных антенных решеток (ФАР) в направлениях источников помех.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах антенных решеток по критерию максимума заданного энергетического функционала.

Изобретение относится к антенной технике, в частности к активным пространственным передающим антенным решеткам миллиметрового диапазона волн, и может быть использовано при создании антенн с немеханическим качанием луча антенны для сверхскоростной (более 15 Гбит/с) спутниковой информации.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах антенных решеток по критерию максимума отношения сигнал/шум + помеха.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано в радиотехнических системах связи при приеме широкополосных сигналов в условиях воздействия широкополосных помех.

Изобретение относится к антенному устройству и системе беспроводной связи. .

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для решения задачи формирования провала в диаграммах направленности (ДН) плоских фазированных антенных решеток (ФАР) путем изменения лишь фаз возбуждений ее элементов.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах моноимпульсных антенных решеток (MAP).

Изобретение относится к радиолокации, в частности к активной фазированной антенной решетке (АФАР), управляемой как по направлению излучения и приема, так и по параметрам зондирующего сигнала, работающей в составе импульсно-доплеровской бортовой радиолокационной станции (БРЛС).

Изобретение относится к области способов управления формированием требуемых характеристик амплитудно-фазового распределения поля (АФР) в раскрыве адаптивной антенной решетки (ААР).

Изобретение относится к области радиотехники. Технический результат - повышение предела подавления помеховой импульсной мощности в узкополосных приемно-передающих каналах радиотехнических систем, работающих в диапазоне СВЧ, в условиях короткоимпульсных помеховых воздействий большой мощности при проведении испытаний на электромагнитную совместимость. Устройство защиты узкополосных приемно-передающих каналов радиотехнических систем, содержащее основную и дополнительную антенны, соединенные вычитающим элементом, содержит еще N≥1 пару из основной и дополнительной антенн и N≥1 вычитающий элемент, а также (N+1) узкополосных фильтров, которые образуют (N+1) взаимно ортогональных идентичных плеча устройства, состоящих каждое из одной пары основной и дополнительной антенн и последовательно включенных вычитающего элемента и узкополосного фильтра, при этом все антенны выполнены резонансными и идентичны друг другу, антенны попарно - основная и дополнительная - связаны с вычитающим элементом и фильтром, выполненными в виде объединенных отрезков экранированного волновода, в котором установлен режим бегущей волны, связь основной и дополнительной антенн с соответствующим волноводным вычитающим элементом в каждом плече осуществляется таким образом, чтобы синфазные сигналы с этих антенн возбуждали в волноводе противофазные поперечные пучности волноводного распределения электромагнитного поля. 3 ил.

Изобретение относится к радиолокации, а именно к широкополосным антенным системам, рабочий диапазон частот которых перекрывает несколько октав. Технический результат - расширение диапазона рабочих частот комбинированной антенной системы, работающей в активном и пассивном режимах. Широкополосная антенная система содержит комбинированную моноимпульсную антенну Кассегрена с возбуждением от фазированной антенной решетки, работающую в высокочастотном диапазоне, в которую вводится кольцевая антенная решетка из K логопериодических вибраторных антенн и широкополосный приемник, при этом логопериодические вибраторные антенны расположены между параболическим цилиндром и плоскостью, ортогональной продольной оси антенны и проходящей через ось вращения твист-рефлектора, ориентированы параллельно оси антенной системы в направлении полета летательного аппарата и находятся в плоскости, касательной к образующей цилиндра, ограничивающего поперечные размеры антенной системы, элементы логопериодических вибраторных антенн выполнены в виде полосковых проводников, расположенных с двух сторон плоской диэлектрической платы. 3 ил.

Изобретение относится к радиолокации, точнее к фазированным антенным решеткам (ФАР) СВЧ диапазона, и может быть использовано в пассивной и активной радиолокации для осуществления непрерывного параллельного контроля пространства. Технический результат - возможность формирования одновременно существующего веера (пучка) остронаправленных лучей, покрывающих весь контролируемый телесный угол как одномерной (линейной), так и двумерной антенной решеткой. Для этого многолучевая СВЧ линейная антенная решетка включает N приемопередающих модулей, каждый из которых имеет антенный элемент, усилитель с СВЧ переключателями, делитель СВЧ и диаграммообразующее устройство. Двумерная антенная решетка содержит P линейных многолучевых СВЧ антенных решеток. Каждая линейная решетка является строкой, при этом на каждой M плате элементарных сумматоров дополнительно выполнен делитель СВЧ на K каналов, подключенный к выходу монолитного усилителя. Выходы каналов делителей каждой платы в каждой строке сдвинуты на шаг, равный L/M, где L - длина платы. Выходы строки соединены вертикальными столбцами, являющимися диаграммообразующими устройствами. Общее число выходов плат слолбцов в режиме приема равно M×K, причем каждый выход соответствует своему лучу в пространстве. В режиме передачи выходы К плат М столбцов преобразуются во входы каналов (лучей), излучаемых АФАР. 2 н.п. ф-лы, 7 ил.

Изобретение относится к полосковой СВЧ антенной технике, в частности к распределительной системе для фазированной антенной решетки. Технический результат - формирование оптимальных амплитудных распределений для суммарной и разностной диаграмм направленности (ДН), возможность реализации в сантиметровом и дециметровом диапазонах длин волн. Для этого распределительная система для ФАР состоит из двух основных и двух дополнительных линейных делителей мощности с последовательной схемой деления, выполненных на направленных ответвителях, объединенных между собой фазирующими секциями. Входы линейных делителей мощности соединены с выходами суммарно-разностной схемы, имеющей один суммарный и один разностный входы. Выходы распределительной системы выполнены в виде коаксиально-полосковых переходов, к части выходов направленных ответвителей дополнительных линейных делителей мощности присоединены согласованные нагрузки, в качестве которых применены полосковые корпусные СВЧ-резисторы. Распределительная система конструктивно выполнена в виде слоистой структуры, содержащей подложку с нанесенным на нее рисунком центральных проводников симметричной полосковой линии, установленной между слоями диэлектрика. Слои металла представляют собой экраны симметричной полосковой линии, на которых закреплены выходные коаксиально-полосковые переходы. 7 з.п. ф-лы, 4 ил.

Использование: для формирования компенсационной диаграммы направленности в плоской антенной решетке. Сущность изобретения заключается в том, что осуществляют прием сигналов антенными элементами плоской антенной решетки с электронным сканированием лучом и суммируют их, формируя остронаправленную сканирующую диаграмму направленности плоской антенной решетки с использованием выбранных комплексных амплитуд антенных элементов с учетом требуемого превышения уровня компенсационной диаграммы направленности над уровнем боковых лепестков остронаправленной сканирующей диаграммы направленности. Формирование слабонаправленной диаграммы направленности производят путем суммирования сигналов антенных элементов, расположенных в центральных ортогональных линейках плоской антенной решетки, с комплексными амплитудами, соответствующими комплексным амплитудам антенных элементов плоской антенной решетки в направлении на источник полезного сигнала. Для формирования компенсационной диаграммы направленности вычитают сигнал, соответствующий остронаправленной сканирующей диаграмме направленности, из сигнала, соответствующего слабонаправленной диаграмме направленности, умноженной на весовой коэффициент, равный отношению норм остронаправленной сканирующей и слабонаправленной диаграмм направленности при ориентации луча плоской антенной решетки в направлении нормали к плоскости раскрыва. Технический результат: обеспечение требуемого превышения уровня компенсационной диаграммы направленности над уровнем боковых лепестков остронаправленной сканирующей диаграммы направленности плоской антенной решетки в широком секторе углов при сохранении чувствительности приемной системы. 12 ил.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к средствам приема и передачи радиоволн. Приемо-передающий модуль активной фазированной антенной решетки содержит передающий и приемный каналы, первое, второе и третье направленное устройство разделения падающей и отраженной мощностей, защитное устройство, выпрямитель, согласованную нагрузку, обратноходовой преобразователь. Вход падающей мощности первого направленного устройства соединен с выходом передающего канала, а выход отраженной мощности соединен с входом падающей мощности второго направленного устройства, которое через защитное устройство соединено с входом приемного канала. Выход отраженной мощности второго направленного устройства разделения падающей и отраженной мощностей подключен к входу падающей мощности третьего направленного устройства, подключенному к выпрямителю, нагруженному на вход обратноходового преобразователя, выход которого подключен к цепи питания передающего канала. Выход отраженной мощности третьего направленного устройства разделения падающей и отраженной мощностей подключен к согласованной нагрузке. Технический результат - повышение КПД антенной решетки. 2 ил.

Изобретение относится к антенной технике. Техническим результатом является формирование провалов в диаграммах направленности (ДН) плоских фазированных антенных решеток (ФАР) в нескольких заданных направлениях, имеющих угловые координаты в сферической системе кординат. Способ формирования провалов в ДН плоской ФАР состоит в оценке уровня исходной диаграммы направленности N-элементной ФАР, выделении в раскрыве двух M-элементных подрешеток и введении фазовых поправок, со знаком минус для элементов одной подрешетки и со знаком плюс для элементов другой подрешетки. Для формирования провалов в ДН плоской ФАР в нескольких заданных направлениях оценку уровня исходной диаграммы направленности N-элементной ФАР осуществляют в К заданных направлениях, которые задают двумя угловыми координатами θнапр i и φнапр I, выбирают К эквивалентных линейных раскрывов, углы которых равны значениям координат К направлений φнапр i, вычисляют возбуждение этих раскрывов, после выделения в каждом эквивалентном линейном раскрыве двух M-элементных подрешеток, расположенных на его краях, величины их фазовых поправок выбирают равными по абсолютному значению из условия заданных глубины, ширины и координаты θнапр i провала. Фазовые поправки, вычисленные для формирования провалов, вносят на элементы ФАР, образующие данный эквивалентный линейный раскрыв, при условии что M-элементные подрешетки К эквивалентных линейных раскрывов формируются несовпадающими элементами ФАР, где θнапр i и φнапр i - заданные направления в сферической системе координат, a θнапр i отсчитывается от нормали к плоскости раскрыва ФАР; i - порядковый номер заданного направления, i=1…К; К - количество заданных направлений. 22 ил.

Изобретение относится к области радиосвязи. Заявлены антенная система и базовая станция, содержащая данную антенную систему; причем особенностью заявленной антенной системы является то, что модуль массива TRX выполнен с возможностью передавать сигналы передачи во входной порт модуля матрицы Батлера; модуль матрицы Батлера выполнен с возможностью генерировать первые сигналы посредством обработки сигналов передачи и передавать первые сигналы во входные порты модуля фидерной сети через выходные порты модуля матрицы Батлера; а модуль фидерной сети выполнен с возможностью генерировать вторые сигналы посредством обработки первых сигналов и передавать вторые сигналы в модуль массива антенных элементов через выходные порты модуля фидерной сети; модуль матрицы Батлера выполнен так, что сигналы, подаваемые на первый входной порт и второй входной порт модуля матрицы Батлера, представляют собой разные сигналы передачи, а сигналы, выводимые из выходных портов с первого по четвертый модуля матрицы Батлера, представляют собой первые сигналы, соответствующие упомянутым разным сигналам передачи. Техническим результатом является уменьшение потерь в фидере, обеспечение более удобной возможности регулирования вертикальной и горизонтальной характеристик лучей антенны. 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 6 ил.
Наверх