Способ формирования провалов в диаграммах направленности фазированных антенных решеток в направлениях источников помех

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для пространственного подавления помех путем формирования провалов («нулей») в диаграммах направленности фазированных антенных решеток (ФАР) в направлениях источников помех. Технический результат - повышение оперативности управления решеткой за счет возможности подавления лепестков высокого уровня. Для этого способ основан на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью весовых коэффициентов, весовые коэффициенты находят как вектор, минимизирующий функционал ошибки, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, в качестве максимизируемого функционала выбирают отношение мощности сигнала, принимаемого с заданного направления, к сумме мощностей шумов и помех, принимаемых антенной, а в качестве оптимального вектора весовых коэффициентов выбирают вектор, минимизирующий функционал ошибки. 1 ил., 1 табл.

 

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для пространственного подавления помех путем формирования провалов («нулей») в диаграммах направленности (ДН) фазированных антенных решеток (ФАР) в направлениях источников помех.

Известен способ [1 - Cheng D.K. Optimization techniques for antenna arrays // IEEE Proc. 1971, v.59, №12, p.1664] энергетической оптимизации ФАР путем формирования нулей в ДН, сущность которого заключается во взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью весовых коэффициентов, в соответствии с которым весовые коэффициенты находят как вектор, минимизирующий функционал ошибки, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве максимизируемого функционала выбирают отношение мощности сигнала, принимаемого с заданного направления, к сумме мощностей шумов и помех, принимаемых антенной.

Недостатком известного способа энергетической оптимизации ФАР является то, что оптимизация ФАР достигается изменением весовых коэффициентов во всех элементах, что усложняет реализацию способа, а также затрудняет реализацию известного алгоритма в реальном масштабе времени, особенно при больших размерах ФАР.

Частично этот недостаток устранен в другом известном способе энергетической оптимизации [2 - Патент №2314610 РФ. Способ энергетической оптимизации фазированной антенной решетки / Башлы П.Н., Мануйлов Б.Д. // БИ №1, 2008], взятом за прототип, сущность которого состоит во взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью весовых коэффициентов, в соответствии с которым весовые коэффициенты находят как вектор, минимизирующий функционал ошибки, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве максимизируемого функционала выбирают отношение мощности сигнала, принимаемого с заданного направления, к сумме мощностей шумов и помех, принимаемых антенной, причем весовые коэффициенты N-2M элементов ФАР, где N - общее число элементов ФАР, а 2М - число элементов с независимыми весовыми коэффициентами, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию главного максимума диаграммы направленности на источник сигнала, на общий для этих элементов весовой коэффициент xO, определяемый из решения задачи оптимизации. При этом порядок матриц, входящих в функционал ошибки, понижают до 2M+1, а в качестве оптимального вектора весовых коэффициентов выбирают вектор хM, минимизирующий функционал ошибки, который

нормируют в соответствии с выражением xM-xO, в связи с чем весовые коэффициенты неадаптируемых N-2M элементов не изменяют.

Однако тем не менее число адаптируемых элементов должно составлять примерно 25% от общего числа элементов ФАР, так как иначе не удастся сформировать ноль в области первого бокового лепестка, уровень которого при равномерном возбуждении равен 0.217. Это является недостатком известного способа-прототипа [2].

Целью изобретения является устранение указанных недостатков известных способов, то есть уменьшение числа адаптивных элементов, достаточных для подавления первого бокового лепестка диаграммы направленности, и на этой основе повышение оперативности управления решеткой. Для достижения указанной цели предлагается способ формирования провалов в диаграммах направленности фазированных антенных решеток в направлениях источников помех, основанный на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью весовых коэффициентов, в соответствии с которым весовые коэффициенты находят как вектор, минимизирующий функционал ошибки, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве максимизируемого функционала выбирают отношение мощности сигнала, принимаемого с заданного направления, к сумме мощностей шумов и помех, принимаемых антенной, причем для формирования провалов в диаграмме направленности N-элементной решетки регулируют 2M<N весовых коэффициентов.

Согласно изобретению элементы антенной решетки алгоритмически объединяют в 2М подрешеток, а в качестве оптимального вектора весовых коэффициентов выбирают вектор, минимизирующий функционал ошибки, сформулированный относительно множителя подрешеток, в связи с чем порядок матриц, входящих в функционал ошибки, понижают до M, после чего исходные весовые коэффициенты - фазы - элементов решетки суммируют с найденными весами - фазами - соответствующих подрешеток.

На фигуре представлены ДН ФАР, сформированные по способам [1] и [2], а также по предлагаемому способу.

Рассмотрим существо предлагаемого способа. Как и в прототипе [2], сигналы, принятые каждым излучателем, взвешивают с помощью весовых коэффициентов, которые находят как вектор, минимизирующий функционал ошибки, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве максимизируемого функционала выбирают отношение мощности сигнала, принимаемого с заданного направления, к сумме мощностей шумов и помех, принимаемых антенной, причем для формирования провалов в диаграмме направленности N-элементной решетки регулируют 2M<N весовых коэффициентов.

Однако в отличие от прототипа элементы антенной решетки алгоритмически (по сигналам управления) объединяют в 2М подрешеток, а в качестве оптимального вектора весовых коэффициентов выбирают вектор, минимизирующий функционал ошибки, сформулированный относительно множителя подрешеток, в связи с чем порядок матриц, входящих в функционал ошибки, понижают до M, после чего исходные весовые коэффициенты - фазы - элементов решетки суммируют с найденными весами - фазами - соответствующих подрешеток. Возможность подавления в данном случае лепестков высокого уровня малым числом управляемых элементов обусловлена тем, что изменение фазы у группы из L элементов равносильно такому же изменению фазы элемента, у которого амплитуда в L раз больше.

Проведенный сравнительный анализ заявленного способа и прототипа показывает, что в заявленном способе изменены условия выполнения операции взвешивания. При определении вектора весовых коэффициентов элементы антенной решетки алгоритмически объединяют в 2M подрешеток, а в качестве оптимального вектора весовых коэффициентов выбирают вектор, минимизирующий функционал ошибки, сформулированный относительно множителя подрешеток, в связи с чем порядок матриц, входящих в функционал ошибки, понижают до M, после чего исходные весовые коэффициенты - фазы - элементов решетки суммируют с найденными весами соответствующих подрешеток.

Рассмотрим предлагаемый способ формирования провалов в диаграмме направленности фазированной антенной решетки в направлении источников помех, полагая, что направление на источник сигнала θ0 и распределение шумов и помех в пространстве T(θ) известны.

Как и в прототипе, будем максимизировать функционал:

q = | f ( θ 0 ) | 2 1 2 π 0 π | f ( θ ) | 2 T ( θ ) d θ , ( 1 )

где f(θ) - ДН линейной эквидистантной равномерно возбужденной N-элементной ФАР.

Объединим элементы AP в Р=2M подрешеток по S элементов в каждой так, чтобы N=P·S. Тогда ДН ФАР в соответствии с теоремой перемножения ДН может быть представлена в виде произведения ДН подрешетки fp(θ) и множителя системы подрешеток fΣ(θ)

f ( θ ) = f p ( θ ) f Σ ( θ ) , ( 2 )

причем

f p ( θ ) = 1 2 n = 1 S e i [ ( n S + 1 2 ) u ( θ ) ] = sin S u ( θ ) 2 S sin u ( θ ) 2 , ( 3 )

f Σ ( θ ) = 1 M p = 1 M cos [ ( p P + 1 2 ) S u ( θ ) + ψ p ] , ( 4 )

u ( θ ) = k d ( cos θ cos θ 0 ) , ( 5 )

k - волновое число;

d - шаг решетки;

ψp - фазовый сдвиг всех элементов р-й подрешетки относительно

значения, соответствующего линейному фазированию всех элементов ФАР.

Здесь учтено, что у эквидистантной ФАР с идентичными излучателями фазы подрешеток, расположенных симметрично относительно центра решетки, равны по модулю, но имеют противоположные знаки, причем:

ψ p = ψ p 0 + x p , ( 6 )

ψ p 0 - начальная фаза p-й подрешетки AP (в случае начального линейного фазирования ФАР ψ p 0 = 0 , так как наклон фронта учтен в (5));

xp<<1 - малое возмущение фазы p-й подрешетки ФАР;

p=1, 2, …M.

Поскольку преимущества предлагаемого способа по сравнению с известными должны сказываться при подавлении лепестков высокого уровня, расположенных вблизи направления θ≈θp, положим u(θ)≈0 и fp(θ)≈1. Преобразуем множитель системы подрешеток (4), учитывая, что cos(α+x)=cos(α)cos(x)-sin(α)sin(x), а также (при x<<1) cos(x)≈1 и sin(x)≈x:

f Σ ( θ ) = f 0 ( θ ) 1 M p = 1 M { f s p ( θ ) x p } = f 0 ( θ ) f s ( θ ) T x . ( 7 )

Здесь

f 0 ( θ ) = 1 M p = 1 M cos [ ( p P + 1 2 ) S u ( θ ) + ψ p 0 ] , ( 8 )

f s p ( θ ) = 1 M sin [ ( p P + 1 2 ) S u ( θ ) + ψ p 0 ] , ( 9 )

T - знак транспонирования вектора.

Подставив (7) в знаменатель (1) и выполнив преобразования, получим:

q = | f ( θ 0 ) | 2 x T B x 2 x T β + α , ( 10 )

где B - квадратная симметрическая положительно определенная матрица порядка M с элементами

b p q = 1 2 π 0 π f s p ( θ ) f s q ( θ ) T ( θ ) d θ , p , q = 1,2 M , ( 11 )

β - действительный вектор-столбец размера M с элементами

b q = 1 2 π 0 π f 0 ( θ ) f s q ( θ ) T ( θ ) d θ , ( 12 )

α = 1 2 π 0 π | f 0 ( θ ) | 2 T ( θ ) d θ . ( 13 )

Таким образом, в результате изменения операции взвешивания предлагаемым способом порядок матриц, входящих в функционал ошибки (знаменатель (10)), понижается до M. Соответственно решением задачи максимизации функционала (1) за счет формирования нулей в направлении источников помех является вектор xm порядка M, минимизирующий функционал ошибки, входящий в знаменатель (10):

x m = B 1 β . ( 14 )

При этом функционал (10) принимает значение:

q = | f 0 ( θ 0 ) 2 | α β T B β . ( 15 )

Далее найденные значения xp вариаций фаз подрешеток (14) алгебраически суммируют с помощью выражений (6) и (4) с исходными весовыми коэффициентами элементов p-х подрешеток, причем если в первые М подрешеток значения xp вводятся со знаком плюс, то в симметрично расположенные вторые M подрешеток - со знаком минус.

В принципе, как и в известных способах, здесь также имеется возможность итерационной процедуры поиска вектора x, максимизирующего функционал (15). Однако это значительно увеличивает затраты времени, не давая существенного увеличения глубины нуля ДН.

Рассмотрим работу ФАР, функционирующей по предложенному способу. Положим, что каждый излучатель ФАР подключен к высокочастотному сумматору через индивидуальный фазовращатель. Управляющие входы каждого фазовращателя подключены к соответствующему выходу вычислителя фаз. Реализация предложенного способа не требует каких-либо аппаратных изменений. Достаточно алгоритмических средств. На входы вычислителя фаз поступает информация о направлении прихода сигнала θ0 и о распределении помех в пространстве T(θ). Информацию о направлении прихода сигнала θ0 вводят, как это видно из (3)-(5), в каждый фазовращатель. В результате в раскрыве ФАР образуется линейный фазовый фронт. Вслед за тем вычислитель фаз группирует все излучатели в 2M подрешеток и рассчитывает по формуле (14) M значений фаз xp. Фазы всех излучателей одной (p-й) подрешетки изменяют на одну и ту же величину xp. В излучатели подрешеток, расположенных симметрично относительно центра ФАР, фазы xp вводят с противоположными знаками. При этом на выходе высокочастотного сумматора формируется ДН с нулем в заданном направлении.

На фигуре представлены фрагменты ДН ФАР, сформированных тремя способами. Пунктиром обозначена ДН, сформированная путем изменения фаз во всех излучателях (способ [1]). Штриховой линией изображена ДН, сформированная путем изменения фаз в части излучателей (способ [2]). Жирной непрерывной линией показана ДН, сформированная по предлагаемому способу - путем регулирования фаз подрешеток. Тонкой непрерывной линией нанесена исходная ДН. Направление источника помехи θП=101.7° помечено вертикальной штриховой линией.

Расчеты выполнены для решетки изотропных излучателей с параметрами N=96, d=0.5λ, P=2M=8, то есть для формирования нуля в первом случае применены все излучатели, во втором - четыре пары крайних излучателей, а в третьем - все излучатели алгоритмически объединены в четыре пары подрешеток. Угол ориентации луча θ0=100° (угол отсчитывается от линии расположения излучателей). Функция T(θ) задавалась в виде:

T ( θ ) = | 10 5 п р и θ = θ П 1 в о с т а л ь н ы х с л у ч а я х | . ( 16 )

Для приведенного на фигуре примера фазы подрешеток составили ±6.1°, ±19.1°, ±32.3°, ±15.9°.

В таблице приведены характеристики ФАР (глубина провалов и снижение КНД по сравнению со случаем линейного фазирования), реализуемые при формировании нуля в направлениях максимумов первых шести боковых лепестков рассмотренными тремя способами.

Таблица
№ бокового лепестка 1 2 3 4 5 6
θП, град. 101.7 103.0 104.2 105.5 106.7 108
глубина нуля, дБ способ [1] -57.1 -69 -77.2 -81 -82 -83.7
способ [2] -34.9 -35 -42 -47 -44.1 -46.2
данный способ -60.3 -55 -46 -43 -44.6 -51
снижение КНД, дБ способ [1] -0.4 -0.1 -0.07 -0.04 -0.03 -0.02
способ [2] -1.0 -0.9 -0.4 -0.4 -0.27 -0.25
данный способ -0.6 -0.3 -0.3 -0.2 -0.28 -0.55

Из таблицы следует, что чем выше уровень бокового лепестка, в пределах которого действует помеха, тем более эффективен предлагаемый способ по сравнению со способом [2]. При подавлении помехи, действующей по первым двум лепесткам, предлагаемый способ обеспечивает на 20 дБ большую глубину нуля с меньшим снижением КНД. Поскольку уровень четвертого лепестка на 10 дБ ниже, чем первого, предлагаемый способ для этого и более дальних боковых лепестков теряет свои преимущества.

Таким образом, техническим результатом изобретения является возможность подавления лепестков высокого уровня относительно небольшим числом дополнительно регулируемых элементов, в результате чего повышается оперативность управления решеткой. При этом результат достигается чисто алгоритмическим путем без изменения аппаратной части ФАР.

Способ формирования провалов в диаграммах направленности фазированных антенных решеток в направлениях источников помех, основанный на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью весовых коэффициентов, в соответствии с которым весовые коэффициенты находят как вектор, минимизирующий функционал ошибки, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве максимизируемого функционала выбирают отношение мощности сигнала, принимаемого с заданного направления, к сумме мощностей шумов и помех, принимаемых антенной, причем для формирования провалов в диаграмме направленности N-элементной решетки регулируют 2M<N весовых коэффициентов, отличающийся тем, что элементы антенной решетки алгоритмически объединяют в 2M подрешеток, а в качестве оптимального вектора весовых коэффициентов выбирают вектор, минимизирующий функционал ошибки, сформулированный относительно множителя подрешеток, в связи с чем порядок матриц, входящих в функционал ошибки, понижают до M, после чего исходные весовые коэффициенты - фазы - элементов решетки суммируют с найденными весами - фазами - соответствующих подрешеток.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах антенных решеток по критерию максимума заданного энергетического функционала.

Изобретение относится к антенной технике, в частности к активным пространственным передающим антенным решеткам миллиметрового диапазона волн, и может быть использовано при создании антенн с немеханическим качанием луча антенны для сверхскоростной (более 15 Гбит/с) спутниковой информации.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах антенных решеток по критерию максимума отношения сигнал/шум + помеха.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано в радиотехнических системах связи при приеме широкополосных сигналов в условиях воздействия широкополосных помех.

Изобретение относится к антенному устройству и системе беспроводной связи. .

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для решения задачи формирования провала в диаграммах направленности (ДН) плоских фазированных антенных решеток (ФАР) путем изменения лишь фаз возбуждений ее элементов.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах моноимпульсных антенных решеток (MAP).

Изобретение относится к радиолокации, в частности к активной фазированной антенной решетке (АФАР), управляемой как по направлению излучения и приема, так и по параметрам зондирующего сигнала, работающей в составе импульсно-доплеровской бортовой радиолокационной станции (БРЛС).

Изобретение относится к области способов управления формированием требуемых характеристик амплитудно-фазового распределения поля (АФР) в раскрыве адаптивной антенной решетки (ААР).

Изобретение относится к фазированным (ФАР) и активным фазированным антенным решеткам (АФАР), состоящим из приемных каналов, выходные сигналы которых оцифровываются с помощью аналогово-цифровых преобразователей и обрабатываются в процессорах бортовых цифровых вычислительных машин радиолокационных станций, головок самонаведения или систем радиопротиводействия. Техническим результатом является обеспечение углового сверхразрешения, мерой которого является ширина «сжатой» диаграммы направленности антенны (ДНАСЖ); уменьшение шумовой ошибки измерения угловых координат; и уменьшение времени обзора заданного сектора пространства за счет расширения диаграммы направленности антенны (ДНА). Это достигается за счет дополнительной обработки кодов цифровых выходных сигналов приемных каналов цифровой ФАР (АФАР) и формирования «сжатой» ДНАСЖ параллельно с обычной (несжатой) ДНА и совместной их обработки, а также формирования расширенной диаграммы направленности ФАР (АФАР). 7 ил.

Изобретение относится к области радиотехники. Технический результат - повышение предела подавления помеховой импульсной мощности в узкополосных приемно-передающих каналах радиотехнических систем, работающих в диапазоне СВЧ, в условиях короткоимпульсных помеховых воздействий большой мощности при проведении испытаний на электромагнитную совместимость. Устройство защиты узкополосных приемно-передающих каналов радиотехнических систем, содержащее основную и дополнительную антенны, соединенные вычитающим элементом, содержит еще N≥1 пару из основной и дополнительной антенн и N≥1 вычитающий элемент, а также (N+1) узкополосных фильтров, которые образуют (N+1) взаимно ортогональных идентичных плеча устройства, состоящих каждое из одной пары основной и дополнительной антенн и последовательно включенных вычитающего элемента и узкополосного фильтра, при этом все антенны выполнены резонансными и идентичны друг другу, антенны попарно - основная и дополнительная - связаны с вычитающим элементом и фильтром, выполненными в виде объединенных отрезков экранированного волновода, в котором установлен режим бегущей волны, связь основной и дополнительной антенн с соответствующим волноводным вычитающим элементом в каждом плече осуществляется таким образом, чтобы синфазные сигналы с этих антенн возбуждали в волноводе противофазные поперечные пучности волноводного распределения электромагнитного поля. 3 ил.

Изобретение относится к радиолокации, а именно к широкополосным антенным системам, рабочий диапазон частот которых перекрывает несколько октав. Технический результат - расширение диапазона рабочих частот комбинированной антенной системы, работающей в активном и пассивном режимах. Широкополосная антенная система содержит комбинированную моноимпульсную антенну Кассегрена с возбуждением от фазированной антенной решетки, работающую в высокочастотном диапазоне, в которую вводится кольцевая антенная решетка из K логопериодических вибраторных антенн и широкополосный приемник, при этом логопериодические вибраторные антенны расположены между параболическим цилиндром и плоскостью, ортогональной продольной оси антенны и проходящей через ось вращения твист-рефлектора, ориентированы параллельно оси антенной системы в направлении полета летательного аппарата и находятся в плоскости, касательной к образующей цилиндра, ограничивающего поперечные размеры антенной системы, элементы логопериодических вибраторных антенн выполнены в виде полосковых проводников, расположенных с двух сторон плоской диэлектрической платы. 3 ил.

Изобретение относится к радиолокации, точнее к фазированным антенным решеткам (ФАР) СВЧ диапазона, и может быть использовано в пассивной и активной радиолокации для осуществления непрерывного параллельного контроля пространства. Технический результат - возможность формирования одновременно существующего веера (пучка) остронаправленных лучей, покрывающих весь контролируемый телесный угол как одномерной (линейной), так и двумерной антенной решеткой. Для этого многолучевая СВЧ линейная антенная решетка включает N приемопередающих модулей, каждый из которых имеет антенный элемент, усилитель с СВЧ переключателями, делитель СВЧ и диаграммообразующее устройство. Двумерная антенная решетка содержит P линейных многолучевых СВЧ антенных решеток. Каждая линейная решетка является строкой, при этом на каждой M плате элементарных сумматоров дополнительно выполнен делитель СВЧ на K каналов, подключенный к выходу монолитного усилителя. Выходы каналов делителей каждой платы в каждой строке сдвинуты на шаг, равный L/M, где L - длина платы. Выходы строки соединены вертикальными столбцами, являющимися диаграммообразующими устройствами. Общее число выходов плат слолбцов в режиме приема равно M×K, причем каждый выход соответствует своему лучу в пространстве. В режиме передачи выходы К плат М столбцов преобразуются во входы каналов (лучей), излучаемых АФАР. 2 н.п. ф-лы, 7 ил.

Изобретение относится к полосковой СВЧ антенной технике, в частности к распределительной системе для фазированной антенной решетки. Технический результат - формирование оптимальных амплитудных распределений для суммарной и разностной диаграмм направленности (ДН), возможность реализации в сантиметровом и дециметровом диапазонах длин волн. Для этого распределительная система для ФАР состоит из двух основных и двух дополнительных линейных делителей мощности с последовательной схемой деления, выполненных на направленных ответвителях, объединенных между собой фазирующими секциями. Входы линейных делителей мощности соединены с выходами суммарно-разностной схемы, имеющей один суммарный и один разностный входы. Выходы распределительной системы выполнены в виде коаксиально-полосковых переходов, к части выходов направленных ответвителей дополнительных линейных делителей мощности присоединены согласованные нагрузки, в качестве которых применены полосковые корпусные СВЧ-резисторы. Распределительная система конструктивно выполнена в виде слоистой структуры, содержащей подложку с нанесенным на нее рисунком центральных проводников симметричной полосковой линии, установленной между слоями диэлектрика. Слои металла представляют собой экраны симметричной полосковой линии, на которых закреплены выходные коаксиально-полосковые переходы. 7 з.п. ф-лы, 4 ил.

Использование: для формирования компенсационной диаграммы направленности в плоской антенной решетке. Сущность изобретения заключается в том, что осуществляют прием сигналов антенными элементами плоской антенной решетки с электронным сканированием лучом и суммируют их, формируя остронаправленную сканирующую диаграмму направленности плоской антенной решетки с использованием выбранных комплексных амплитуд антенных элементов с учетом требуемого превышения уровня компенсационной диаграммы направленности над уровнем боковых лепестков остронаправленной сканирующей диаграммы направленности. Формирование слабонаправленной диаграммы направленности производят путем суммирования сигналов антенных элементов, расположенных в центральных ортогональных линейках плоской антенной решетки, с комплексными амплитудами, соответствующими комплексным амплитудам антенных элементов плоской антенной решетки в направлении на источник полезного сигнала. Для формирования компенсационной диаграммы направленности вычитают сигнал, соответствующий остронаправленной сканирующей диаграмме направленности, из сигнала, соответствующего слабонаправленной диаграмме направленности, умноженной на весовой коэффициент, равный отношению норм остронаправленной сканирующей и слабонаправленной диаграмм направленности при ориентации луча плоской антенной решетки в направлении нормали к плоскости раскрыва. Технический результат: обеспечение требуемого превышения уровня компенсационной диаграммы направленности над уровнем боковых лепестков остронаправленной сканирующей диаграммы направленности плоской антенной решетки в широком секторе углов при сохранении чувствительности приемной системы. 12 ил.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к средствам приема и передачи радиоволн. Приемо-передающий модуль активной фазированной антенной решетки содержит передающий и приемный каналы, первое, второе и третье направленное устройство разделения падающей и отраженной мощностей, защитное устройство, выпрямитель, согласованную нагрузку, обратноходовой преобразователь. Вход падающей мощности первого направленного устройства соединен с выходом передающего канала, а выход отраженной мощности соединен с входом падающей мощности второго направленного устройства, которое через защитное устройство соединено с входом приемного канала. Выход отраженной мощности второго направленного устройства разделения падающей и отраженной мощностей подключен к входу падающей мощности третьего направленного устройства, подключенному к выпрямителю, нагруженному на вход обратноходового преобразователя, выход которого подключен к цепи питания передающего канала. Выход отраженной мощности третьего направленного устройства разделения падающей и отраженной мощностей подключен к согласованной нагрузке. Технический результат - повышение КПД антенной решетки. 2 ил.

Изобретение относится к антенной технике. Техническим результатом является формирование провалов в диаграммах направленности (ДН) плоских фазированных антенных решеток (ФАР) в нескольких заданных направлениях, имеющих угловые координаты в сферической системе кординат. Способ формирования провалов в ДН плоской ФАР состоит в оценке уровня исходной диаграммы направленности N-элементной ФАР, выделении в раскрыве двух M-элементных подрешеток и введении фазовых поправок, со знаком минус для элементов одной подрешетки и со знаком плюс для элементов другой подрешетки. Для формирования провалов в ДН плоской ФАР в нескольких заданных направлениях оценку уровня исходной диаграммы направленности N-элементной ФАР осуществляют в К заданных направлениях, которые задают двумя угловыми координатами θнапр i и φнапр I, выбирают К эквивалентных линейных раскрывов, углы которых равны значениям координат К направлений φнапр i, вычисляют возбуждение этих раскрывов, после выделения в каждом эквивалентном линейном раскрыве двух M-элементных подрешеток, расположенных на его краях, величины их фазовых поправок выбирают равными по абсолютному значению из условия заданных глубины, ширины и координаты θнапр i провала. Фазовые поправки, вычисленные для формирования провалов, вносят на элементы ФАР, образующие данный эквивалентный линейный раскрыв, при условии что M-элементные подрешетки К эквивалентных линейных раскрывов формируются несовпадающими элементами ФАР, где θнапр i и φнапр i - заданные направления в сферической системе координат, a θнапр i отсчитывается от нормали к плоскости раскрыва ФАР; i - порядковый номер заданного направления, i=1…К; К - количество заданных направлений. 22 ил.

Изобретение относится к области радиосвязи. Заявлены антенная система и базовая станция, содержащая данную антенную систему; причем особенностью заявленной антенной системы является то, что модуль массива TRX выполнен с возможностью передавать сигналы передачи во входной порт модуля матрицы Батлера; модуль матрицы Батлера выполнен с возможностью генерировать первые сигналы посредством обработки сигналов передачи и передавать первые сигналы во входные порты модуля фидерной сети через выходные порты модуля матрицы Батлера; а модуль фидерной сети выполнен с возможностью генерировать вторые сигналы посредством обработки первых сигналов и передавать вторые сигналы в модуль массива антенных элементов через выходные порты модуля фидерной сети; модуль матрицы Батлера выполнен так, что сигналы, подаваемые на первый входной порт и второй входной порт модуля матрицы Батлера, представляют собой разные сигналы передачи, а сигналы, выводимые из выходных портов с первого по четвертый модуля матрицы Батлера, представляют собой первые сигналы, соответствующие упомянутым разным сигналам передачи. Техническим результатом является уменьшение потерь в фидере, обеспечение более удобной возможности регулирования вертикальной и горизонтальной характеристик лучей антенны. 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 6 ил.
Наверх