Способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах



Способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах
Способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах
Способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах
Способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах
Способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах

 


Владельцы патента RU 2498324:

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Национальный исследовательский Томский политехнический университет" (RU)

Изобретение относится к области цифровой обработки сигналов и может быть использовано для определения наличия гармонических составляющих и их частот в сигналах различного происхождения при решении задач неразрушающего контроля и диагностики оборудования на основе корреляционного анализа. Согласно способу производят прямое преобразование Фурье анализируемого дискретного сигнала в форме быстрого преобразования Фурье размерностью 2n, определяют комплексно-сопряженные значения результатов прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала, попарно умножают полученные комплексные сигналы прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала с комплексно-сопряженными значениями прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала, из полученного произведения Pj выбирают значения и формируют m сигналов Mk, полученные сигналы Mk подвергают обратному преобразованию Фурье Zk=F-1[Mk], определяют частотно-временную автокорреляционную функцию. По полученным результатам строят график частотно-временной автокорреляционной функции R(f, t), по которому судят о наличии в анализируемом дискретном сигнале гармонических составляющих и их частотах.

Технический результат - определение наличия гармонических составляющих и их частот в дискретном сигнале по автокорреляционной функции. 4 ил., 1 табл.

 

Изобретение относится к области цифровой обработки сигналов и может быть использовано для определения наличия гармонических составляющих и их частот в сигналах различного происхождения при решении задач неразрушающего контроля и диагностики оборудования на основе корреляционного анализа.

Известен способ определения наличия гармонической составляющей и ее периода в дискретном сигнале f(ti) с помощью автокорреляционной функции, выбранный в качестве прототипа [Эммануил С. Айфичер, Барри У. Джервис. Цифровая обработка сигналов: практический подход. 2-е изд. - М.: Вильяме, 2008. - 992 с.]. Сущность способа заключается в прямом преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала в форме быстрого преобразования Фурье размерностью 2n, определении комплексно-сопряженных значений результатов прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала, попарного умножения полученных комплексных сигналов прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала с комплексно-сопряженными значениями прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала. Полученные значения подвергают обратному преобразованию Фурье для определения периода колебаний гармонической составляющей по автокорреляционной функции и рассчитывают частоту.

Недостатком такого решения является то, что полученная в результате расчетов автокорреляционная функция не позволяет определить наличие гармонических составляющих и их частот в дискретном сигнале, представленном суммой гармонических составляющих.

Задачей изобретения является определение наличия гармонических составляющих и их частот в дискетном сигнале по автокорреляционной функции.

Это достигается тем, что в способе определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах, также как в прототипе, производят прямое преобразование Фурье анализируемого дискретного сигнала в форме быстрого преобразования Фурье размерностью 2n, определяют комплексно-сопряженные значения результатов прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала, попарно умножают полученные комплексные сигналы прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала с комплексно-сопряженными значениями прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала, и производят обратное преобразование Фурье.

Согласно изобретению из полученного произведения Pj выбирают значения и формируют m сигналов Mk,

где j=0,1, …, 2n-1+1;

m=2, 3, …, 2n-1+1;

k=0, 1, …, m-1,

согласно выражению

Полученные сигналы Mk подвергают обратному преобразованию Фурье Zk=F-1[Mk].

По результатам обратного преобразования Фурье определяют частотно-временную автокорреляционную функцию

где ti∈[tmin, tmax];

fk∈[fmin, fmax];

;

;

;

;

;

fd - частота дискретизации сигнала.

По полученным результатам строят график частотно-временной автокорреляционной функции R(f, t), по которому судят о наличии в анализируемом дискретном сигнале гармонических составляющих и их частотах.

Заявленный способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах позволяет определить наличие гармонических составляющих и их частоты за счет выбора из произведения Pj и формирования m сигналов Mk согласно приведенному выражению (1), что позволяет рассчитать частотно-временную автокорреляционную функцию по m частотам, при этом обеспечено высокое быстродействие и универсальность реализации способа.

На фиг.1 приведена аппаратная схема устройства, реализующего рассматриваемый способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах.

В таблице приведены исходные данные и результаты анализа тестовых примеров при m=1121.

На фиг.2-4 приведены графики частотно-временной автокорреляционной функции результатов анализа тестовых примеров.

Заявленный способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах может быть осуществлен с помощью схемы (фиг.1), содержащей датчик для получения анализируемого сигнала 1 (ДАС), подключенный к блоку аналого-цифрового преобразования 2 (АЦП), выход которого соединен с входом блока прямого преобразования Фурье 3 (БФ), выход которого подсоединен к входу блока определения комплексно-сопряженного значения 4 (БОК). Выход блока прямого преобразования Фурье 3 (БФ) и блока определения комплексно-сопряженного значения 4 (БОК) соединены с входом блока умножения 5 (БУ), к которому последовательно подключены блок формирования сигналов 6 (БФС), блок обратного преобразования Фурье 7 (БОФ) и блок интерпретации 8 (БИ).

В качестве датчика анализируемого сигнала 1 (ДАС) могут быть использованы датчики тока, например, промышленный прибор КЭИ-0.1 или датчик напряжения - трансформатор напряжения (220/5 В). Блок аналого-цифрового преобразования 2 (АЦП) может быть реализован на основе аналого-цифрового преобразователя ADS7827. Блок прямого преобразования Фурье 3 (БФ), блок определения комплексно-сопряженного значения 4 (БОК), блок умножения 5 (БУ), блок формирования сигналов 6 (БФС), блок обратного преобразования Фурье 7 (БОФ), блок интерпретации 8 (БИ) могут быть выполнены на микроконтроллере серии AVR32 производителя Atmel АТ32АР7000.

С выхода датчика 1 (ДАС) анализируемый сигнал, например, y(t)=u(t)=1·sin(2·π·5000·t)+1·sin(2·π·6000·t)+1·sin(2·π·7000·t)+

+1·sin(2·π·8000·t)+1·sin(2·π·9000·t)+1·sin(2·π·10000·t)+1·sin(2·π·20000·t),

где u(t) - многочастотный сигнал напряжения (таблица, пример №1), поступает на вход аналого-цифрового преобразователя 2 (АЦП), с выхода которого дискретизированный сигнал y(ti)=u(ti)=1·sin(2·π·5000·ti)+1·sin(2·π·6000·ti)+1·sin(2·π·7000·ti)+

+1·sin(2·π·8000·ti)+1·sin(2·π·9000·ti)+1·sin(2·π·10000·ti)+

+1·sin(2·π·20000·ti),

где ti=Δt·i,

где i=1,2,…,n;

N=2n=214=16384 - размер выборки для быстрого преобразования Фурье;

- шаг дискретизации сигнала u(ti),

поступает на вход блока прямого преобразования Фурье 3 (БФ), где выполняют прямое преобразование Фурье входного сигнала. С выхода блока прямого преобразования Фурье 3 (БФ) результаты прямого преобразования Фурье в виде комплексного сигнала размерностью 2n=1+1=8193 поступают на вход блока определения комплексно-сопряженного значения 4 (БОК), где определяют комплексно-сопряженные значения для каждого элемента сигнала. Результаты прямого преобразования Фурье БПФ 3 (БФ) и блока определения комплексно-сопряженного значения 4 (БОК) поступают на вход блока умножения 5 (БУ), где выполняют попарное умножение двух комплексных сигналов. С выхода блока умножения 5 (БУ) результаты умножения в виде комплексного сигнала размерностью 2n-1+1=8193 поступают на вход блока формирования сигналов 6 (БФС), где формируют m=1121 комплексных сигналов размерностью 2n-1+1=8193 согласно выражению (1). С выхода блока формирования сигналов 6 (БФС) полученные комплексные сигналы поступают на вход блока вычисления обратного преобразования Фурье 7 (БОФ), где выполняют обратное преобразование Фурье над каждым комплексным сигналом. С выхода блока вычисления обратного преобразования Фурье 7 (БОФ) результаты обратного преобразования Фурье в виде действительных m=1121 сигналов размерностью N=2n=214=16384 поступают на вход блока интерпретации 8 (БИ), где согласно выражению (2) определяют частотно-временную автокорреляционную функцию.

Для m=1121 и k=254 получили fk=f254=5000.6250 Гц,

при k=305 fk=f305=6004.6875 Гц,

при k=356 fk=f356=7008.7500 Гц,

при k=406 fk=f406=7993.1250 Гц,

при k=457 fk=f457=8997.1875 Гц,

при k=508 fk=f508=10001.2500 Гц,

при k=1016 fk=f1016=20002.5000 Гц.

Полученные частотно-временные автокорреляционные функции (фиг.2) ярко выражены на семи частотах близких к частотам заданным в тестовом примере №1, что свидетельствует о наличии в анализируемом сигнале семи гармонических составляющих. Результат вычисления тестового примера в виде графика частотно-временной автокорреляционной функции представлен на фиг.2. Расчетные значения частотно-временной автокорреляционной функции R(f, t) представлены цветом: максимальное значение отображено черным цветом, минимальное - белым, а промежуточные значения - в уровнях серого цвета. На фиг.3 приведены частотно-временные автокорреляционные функции результата анализа тестового примера №2, по которым видно, что полученные частотно-временные автокорреляционные функции (фиг.3) ярко выражены на восьми частотах близких к частотам заданным в тестовом примере, что свидетельствует о наличии в анализируемом сигнале восьми гармонических составляющих. На фиг.4 приведены частотно-временные автокорреляционные функции результата анализа тестового примера №3, по которым видно, что полученные частотно-временные автокорреляционные функции (фиг.3) ярко выражены на девяти частотах близких к частотам заданным в тестовом примере, что свидетельствует о наличии в анализируемом сигнале девяти гармонических составляющих.

Способ определения наличия гармонических составляющих и их частот в дискретных сигналах, включающий прямое преобразование Фурье анализируемого дискретного сигнала в форме быстрого преобразования Фурье размерностью 2n, определение комплексно-сопряженных значений результатов прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала, попарное умножение полученных комплексных сигналов прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала с комплексно-сопряженными значениями прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала, обратное преобразование Фурье, отличающийся тем, что из полученного произведения Pj попарного умножения комплексных сигналов прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала с комплексно-сопряженными значениями прямого преобразования Фурье анализируемого дискретного сигнала выбирают значения и формируют m сигналов Mk,
где j=0, 1,…, 2n-1+1;
m=2, 3,…, 2n-1+1;
k=0, 1,…, m-1,
согласно выражению

полученные сигналы Mk подвергают обратному преобразованию Фурье Zk=F-1[Mk], определяют частотно-временную автокорреляционную функцию
;
где ti∈[tmin,tmax];
fk∈[fmin,fmax];






fd - частота дискретизации сигнала,
далее по полученным результатам строят график частотно-временной автокорреляционной функции R(f,t), по которому судят о наличии в анализируемом дискретном сигнале гармонических составляющих и их частотах.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано для одновременного измерения частоты, амплитуды, фазы и начальной фазы непрерывного или импульсного гармонического сигнала по одному и тому же минимальному набору исходных данных.

Изобретение относится к радиотехнике и может найти применение в системах радиосвязи. .

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано в спектрометрии. .

Изобретение относится к экспериментальным исследованиям приводов систем автоматического управления и предназначено для определения запасов устойчивости рулевого привода.

Изобретение относится к области радиотехники. .

Изобретение относится к электротехнике, в частности к электрическим машинам измерительной техники. .

Изобретение относится к электротехнике, в частности к электрическим машинам измерительной техники. .

Изобретение относится к измерительной технике и автоматике и может использоваться для прецизионного измерения отклонений частоты от номинального значения в определенном диапазоне частот. Способ измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов предполагает осуществление настройки измеряемой номинальной частоты фазовращателем, управляемым генератором пилообразного напряжения. Настройка осуществляется до равенства фаз с частотой, поступающей непосредственно на второй вход компаратора, время срабатывания которого пропорционально числу импульсов, измеряемых счетчиком и обрабатываемых микроконтроллером. При этом фазовращатель состоит из RC-звеньев, в которых роль емкости C выполняют варикапы, а микроконтроллер содержит программу, обеспечивающую возможность градуировки различных типов датчиков для линеаризации зависимостей значений физических параметров от частоты. Результаты измерений выводят на индикатор. Устройство для измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов содержит генератор образцовой частоты, ключ, схему «И», счетчик импульсов, блок индикации, микроконтроллер, вход которого соединен с выходом счетчика импульсов, а выход - с индикатором, компаратор фаз, одновибратор, запускающий генератор пилообразного напряжения, который управляет фазовращателем до равенства фаз на компараторе. Технический результат - обеспечение высокой надежности, точности способа, быстродействия и универсальности применения. 2 н.п. ф-лы, 3 ил., 1 табл.

Заявленная группа изобретений относится к области измерительной техники и предназначена для определения параметров сигналов. Способ включает процедуры синхронизации по несущей частоте сигнала, обнаружения отрезка несущей сигнала и установления ее границ с определенной точностью. В дальнейшем анализируется выборка фазовых отсчетов относительно опорного колебания k-й частоты на заданном временном интервале наблюдения скользящим окном и решается задача обнаружения сигнала. Записываются номера начального и конечного фазовых отсчетов, соответствующих концу и началу интервала успешного анализа. Длительность окна анализа при этом меньше длительности самой посылки. Выполняется анализ одного частотного канала. Из исходной фазовой выборки путем введения поправок формируются фазовые выборки относительно других опорных частот. Для каждой из них выполняется анализ наличия сигнала методом скользящего окна. Многократно повторяют эту процедуру, уменьшая длительность окна анализа. Устройство, реализующее способ, включает в себя антенно-фидерное устройство, формирователь фазовых отсчетов, запоминающее устройство, блок формирования частотных каналов, блок квадратурной обработки сигналов, блок обработки выходных данных, причем в состав блока квадратурной обработки сигналов входят первый и второй формирователи квазисинусного и квазикосинусного каналов, первый и второй сумматоры, блок формирования весовых функций, два умножителя. Технический результат - уменьшение времени приема и обработки сигнала, повышение точности. 2 н. и 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к области систем обработки информации и измерительной технике и может быть использовано для определения параметров широкополосного синусоидального сигнала. Способ определения параметров широкополосного сигнала заключается в том, что преобразуют сигнал в цифровую форму с помощью АЦП, получают квадратурные компоненты A(ω), B(ω) на заданной частоте, преобразуют квадратурные компоненты в амплитуду U(ω) и начальную фазу φ(ω) сигнала, формируют амплитудно-частотный спектр и фазо-частотный спектр сигнала, оценивают частоту ω=ω0 и амплитуды U0 сигнала по максимуму амплитудно-частотного спектра, оценивают начальную фазу φ сигнала по фазо-частотному спектру сигнала в точке ω=ω0. Технический результат заключается в повышении точности оценки параметров широкополосных синусоидальных сигналов. 5 ил.

Изобретение относится к области измерительной техники и может быть использовано для измерения частоты периодических сигналов. Способ измерения частоты заключается в том, что подсчитывают число периодов образцовой частоты за каждый период измеряемой частоты и получают соответствующие коды, которые последовательно запоминают без изменения порядка их появления, получая исходную последовательность кодов, которую анализируют, определяя коэффициенты цепной дроби отношения периода образцовой частоты к периоду измеряемой частоты, начиная с нулевого коэффициента, после определения очередных кодов коэффициента цепной дроби ai и знаменателя цепной дроби pi вычисляют код знаменателя цепной дроби qi, значение подходящей цепной дроби отношения периода образцовой частоты к периоду измеряемой частоты под номером i и относительную максимальную погрешность измерения отношения периода образцовой частоты к периоду измеряемой частоты. Технический результат заключается в уменьшении максимальной относительной методической погрешности измерения частоты. 1 ил.

Изобретение относится к области цифровой обработки сигналов и информационно-измерительной техники и может быть использовано для спектрально-временного анализа в системах обработки данных. Способ основан на разложении сигналов на эмпирические моды, включающий: а) дискретизацию; б) выделение экстремумов процесса; в) построение верхней и нижней огибающих; г) вычисление сглаженной составляющей как среднего значения между огибающими; д) извлечение знакопеременной составляющей как разности между исходной и сглаженной последовательностями; е) оценивание текущих частот и амплитуд или мощностей для каждой составляющей с использованием спектрального анализа Гильберта; ж) повторением шагов б) - е) над сглаженной составляющей. При этом: построение верхней и нижней огибающих осуществляют по максимумам и минимумам выделенных экстремумов, без последующего расчета огибающих в точках между одноименными экстремумами; осуществляют выделение сглаженной составляющей непосредственно из последовательности экстремумов процесса, при этом формирование сглаженной последовательности экстремумов реализуют вычислением среднего между средними значениями текущего и предыдущего экстремумов и средними значениями текущего и последующего экстремумов; выделение знакопеременной составляющей осуществляют вычитанием из исходной сглаженной последовательности экстремумов. Также заявлено устройство, реализующее указанный способ. Технический результат заключается в упрощении цифровой обработки сигналов. 2 н. и 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к электроэнергетике для определения частотной характеристики изолированной энергосистемы. На основании измерений частоты энергосистемы определяют зависимость среднего числа пересечений уровней отклонения частоты в единицу времени от значений уровней этих отклонений, и по расчетным формулам определяют зависимость среднего числа пересечений уровней отклонений мощности нагрузки в единицу времени от величины отклонений мощности нагрузки. Приравнивая друг другу полученные зависимости, получают частотную характеристику энергосистемы. Технический результат заключается в получение полной частотной характеристики изолированной энергосистемы ограниченной мощности. 1 ил.

Изобретение относится к области информационно-измерительной и вычислительной техники и может быть использовано в электроэнергетике для контроля усредненных значений частоты в промышленных трехфазных электрических сетях. Для определения частоты первой гармоники F1 промышленного трехфазного напряжения используют сигналы всех трех фаз Ua, Ub, Uc, суммируя напряжения всех трех, фаз подсчитывают напряжение нулевой последовательности Uo. Из напряжения нулевой последовательности Uo фильтром выделяют напряжение третьей гармоники промышленной частоты U3. Определяют частоту F3 напряжения третьей гармоники промышленной частоты U3, из которой определяют частоту первой гармоники F1=F3/3. Способ определения частоты трехфазного напряжения позволяет определить частоту трехфазного напряжения, которое непосредственно вращает роторы двигателей. При этом за счет использования всех трех фаз промышленного напряжения 50 Гц и за счет использования напряжения третьей гармоники повышается точность измерения частоты. Предлагаемый способ будет работать всегда, когда в спектре трехфазного напряжения имеется напряжение третьей гармоники. Технический результат заключается в повышении точности определения частоты трехфазного напряжения за счет использования для определения частоты сигналов всех трех фаз промышленного трехфазного напряжения, а также использования мешающей третьей гармоники непосредственно для измерения частоты. 4 ил.

Изобретение относится к области информационно-измерительной и вычислительной техники и может быть использовано в электроэнергетике для контроля усредненных значений частоты в промышленных трехфазных электрических сетях. Согласно способу для определения частоты F используют цифровые сигналы всех трех фаз Ua(ti), Ub(ti), Uc(ti) промышленного трехфазного напряжения, измеренные в моменты времени ti, где i - целое значение, оцифрованные с периодом дискретизации dt=(ti-ti-1). Причем величина dt значительно меньше периода Т наибольшей частоты Fb=1/T диапазона измерения, dt<<T. При этом определяют проекцию Ux(ti) на ось абсцисс X вращающегося поля U(ti), создаваемого тремя фазами Ua(ti), Ub(ti), Uc(ti) промышленного трехфазного напряжения, по формуле U x ( t i ) = ( U c ( t i ) − U b ( t i ) ) ⋅ 3 2 , проекцию Uy(ti) на ось абсцисс Y вращающегося поля U(ti) - U y ( t i ) = ( 2 ⋅ U a ( t i ) − U b ( t i ) − U c ( t i ) ) / 2 , модуль вращающегося поля U(ti) - U ( t i ) = [ U 2 x ( t i ) + U 2 y ( t i ) ] . Определяют зависимость от времени ti приращения фазы dφi вращающегося поля U(ti) за интервал dt=(ti-ti-1) по формуле: |dφi|=|φ(ti)-φ(ti-1)|=arccos{[Ux(ti)·Ux(ti-1)+Uy(ti)·Uy(ti-1)]/[U(ti)·U(ti-1)]}, и определяют знак dφi по следующему алгоритму: если |Ux(ti)|≤| Uy(ti)|, то знак dφi равен знаку величины Uy(ti)·[Ux(ti-1)-Ux(ti)], если |Ux(ti)>|Uy(ti)|, то знак dφi равен знаку величины Ux(ti)·[Uy(ti)-Uy(ti-1)]. Среднее за интервал времени n·dt значение частоты F(ti) в момент времени ti определяют по формуле F ( t i ) = ( ∑ k = 0 n − 1 d φ ( t i − k ) ) / ( 2 π ⋅ n ⋅ d t ) , где n - целое значение. Технический результат заключается в повышении точности определения частоты трехфазного напряжения. 3 ил.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано при различных физических исследованиях. Способ основан на формировании внутри измерительного временного интервала, равного целому числу периодов исследуемого сигнала, вспомогательных временных интервалов, которые заполняют счетными импульсами, число которых в каждом последующем вспомогательном интервале умножают на весовые коэффициенты, увеличивающиеся каждый раз на единицу до среднего из n вспомогательных интервалов с последующим уменьшением каждый раз на единицу. При этом внутри измерительного временного интервала формируют чередующиеся друг с другом нечетные и четные вспомогательные интервалы, которые при последовательном суммировании взвешенных нечетных и вычитании четных временных интервалов определяют усредненное значение длительности входного временного интервала. Технический результат заключается в расширении диапазона измерения длительностей временных интервалов с повышенной точностью и помехоустойчивостью без увеличения общего времени измерения. 3 ил.

Изобретение относится к электротехнике, в частности к электрооборудованию, установленному на электрических станциях и подстанциях в системах производства, передачи и потребления электроэнергии, и может быть использовано во всех электроустановках, использующих цифровую обработку данных. Способ определения угла сдвига фаз между двумя синусоидальными сигналами путем измерения N/2 раз в течение полупериода Т/2 и в каждый текущий момент времени tj, j=1, 2, …, N/2 мгновенного значения одного из двух синусоидальных сигналов a(tj), изменяющегося во времени t по следующей зависимости: a(t)=A m sin(ωt). При наступлении момента выполнения условия, при котором мгновенное значение a(tj)=0, осуществления измерения и фиксации мгновенного значения другого синусоидального сигнала - b(tj)|а=0 той же частоты, изменяющегося во времени t по следующей зависимости: b(t)=B m sin(ωt+φ). Определяют значение угла сдвига фаз φ: где φ - угол сдвига фаз между двумя синусоидальными сигналами a(t) и b(t); b(tj)|а=0 - значение синусоидального сигнала b(t) в течение одного полупериода Т/2 в момент времени tj, когда значение синусоидального сигнала a(t) равно нулю, единицы измерения сигнала b(t); Вm - амплитудное значение синусоидального сигнала b(t), единицы измерения сигнала b(t), взятое со знаком плюс, если выполняется условие где b(tj-1) - предыдущее мгновенное значение синусоидального сигнала b(t), измеренное в момент времени tj-1, и со знаком минус, если Технический результат заключается в повышении быстродействия и точности определения сдвига фаз. 4 н.п. ф-лы, 3 табл.
Наверх