Способ определения параметров широкополосного сигнала



Способ определения параметров широкополосного сигнала
Способ определения параметров широкополосного сигнала
Способ определения параметров широкополосного сигнала
Способ определения параметров широкополосного сигнала
Способ определения параметров широкополосного сигнала
Способ определения параметров широкополосного сигнала
Способ определения параметров широкополосного сигнала
Способ определения параметров широкополосного сигнала

 


Владельцы патента RU 2517799:

Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Балтийский федеральный университет имени Иммануила Канта" (БФУ им. И. Канта) (RU)

Изобретение относится к области систем обработки информации и измерительной технике и может быть использовано для определения параметров широкополосного синусоидального сигнала. Способ определения параметров широкополосного сигнала заключается в том, что преобразуют сигнал в цифровую форму с помощью АЦП, получают квадратурные компоненты A(ω), B(ω) на заданной частоте, преобразуют квадратурные компоненты в амплитуду U(ω) и начальную фазу φ(ω) сигнала, формируют амплитудно-частотный спектр и фазо-частотный спектр сигнала, оценивают частоту ω=ω0 и амплитуды U0 сигнала по максимуму амплитудно-частотного спектра, оценивают начальную фазу φ сигнала по фазо-частотному спектру сигнала в точке ω=ω0. Технический результат заключается в повышении точности оценки параметров широкополосных синусоидальных сигналов. 5 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к области систем обработки информации и измерительной техники и может быть использовано для оценки параметров широкополосного синусоидального сигнала (амплитуды U0, начальной фазы φ0 и частоты ω0). В случае широкополосного синусоидального сигнала на интервалах измерения укладывается лишь небольшое количество периодов колебаний вплоть до одного или даже части периода, в результате чего ширина спектра сигнала Δω оказывается порядка несущей частоты ω0 (широкополосные сигналы) /1, стр.121, 2 стр.36, 3/. Такое положение может быть в локации, при использовании пониженной несущей частоты зондирующего импульса, в системах связи, в радиофизических и радиотехнических комплексах аппаратуры при использовании широкополосных сигналов.

Широко известны способы оценки параметров синусоидального сигнала с помощью спектрального анализа в системах обработки информации и в измерительной технике. В этом случае используют аналоговый или цифровой узкополосный фильтр, частота которого перестраивается в определенной частотной области. Максимум амплитудно-частотной характеристики, полученной с помощью этого фильтра, определяет несущую частоту сигнала ω=ω0, значение максимума определяет амплитуду U0, значение фазо-частотной характеристики в точке ω=ω0 определяет начальную фазу сигнала φ0 /1, 2, 4/, (Патент RU №2137143 от 10.09.1999 г; Патент RU №2229725 от 27.05.2004 г.; Патент RU №2399919 от 20.09.2010; патент РФ 2276375 от 10.05.2006, патент Рф 2133041 от 10.07.1999 г.). К недостаткам способов оценок параметров сигналов на основе спектрального анализа можно отнести то, что они могут использоваться лишь для узкополосных сигналов. С увеличением широкополосности сигнала ширина его спектра значительно увеличивается и точности оценок параметров понижаются.

Известны способы измерения параметров синусоидального сигнала по аналитическим выражениям, получаемым по нескольким временным отсчетам сигнала (Заявка РФ 93057353/09 от 24.12.1993 г., заявка РФ 94038816 от 27.05.1997 г.). В этом случае записывается система алгебраических уравнений для разных моментов времени. Ее решение позволяет получить оценки параметров широкополосного сигнала. К недостаткам этих способов оценки параметров можно отнести то, что вследствие ограниченного количества временных отсчетов (количество отсчетов определяется количеством неизвестных параметров сигнала), помехоустойчивость оказывается невысокой. Отсутствует статистическое усреднение. Использование дополнительных отсчетов сигнала при наличии шумовой добавки приводит к системе несовместных алгебраических уравнений.

В описании к патенту №2117306 от 10.08.1998 достигаемым техническим результатом является устранение зависимости точности определения частоты узкополосного сигнала от его длительности. Задача частично эквивалентна задаче настоящей заявки, однако решение ее связано с решением системы двух уравнений, составленных для двух смежных точек дискретного спектра с учетом малости частотного различия и, вследствие этого, помехоустойчивость способа оценки параметров сигнала оказывается низкой.

В описании к патенту №2430382 от 16.12.2008 г. «Способ оценки параметров широкополосных сигналов по методу Прони» решается задача оценки параметров полигармонического сигнала методом Прони в сочетании со спектральным методом. Недостатком является переход от выборки данных к разностному уравнению, что снижает эффективность обработки. Кроме того, метод Прони неустойчив при малых отношениях сигнал/шум. Он может давать ложные решения при малом интервале дискретизации Δt.

Известные методы сверхразрешения типа Прони, предсказаний, «Music», Писаренко, и ряд других методов, хорошо представленных в /4/, позволяют получать оценки частоты широкополосных сигналов. Они могли бы быть основой для оценок параметров широкополосного сигнала. Однако эти методы не имеют достаточного теоретического обоснования. Они основаны на анализе разностного уравнения, при переходе к которому от принятого сообщения отношение сигнал/шум уменьшается. Кроме того, при малых значениях дискретизации At (в широкополосных сигналах Δt мало в соответствии с теоремой Котельникова) могут появляться ложные решения. Точность оценок параметров широкополосных сигналов оказывается невысокой.

Известен ряд способов измерения частоты синусоидальных сигналов /5, 6/.Однако они не являются статистически оптимальными с точки зрения измерения частоты синусоидальных сигналов на фоне шумов /7, 8/.Они могут использоваться лишь для узкополосных сигналов.

Известен способ измерения частоты синусоидальных сигналов, основанный на использовании разностно-фазовой статистики сигнала (Патент на изобретение РФ №2183839, Способ измерения частоты синусоидальных сигналов и устройство для его реализации, М., ФИПС, 2002 г.) В этих способах не рассматривается вопрос получения разности фаз. Оптимальным для оценки фазы является косинусное и синусное преобразование Фурье. В связи с этим эти методы могут использоваться лишь для узкополосных сигналов.

Наиболее близким к предлагаемому изобретению является способ определения параметров синусоидального сигнала с помощью дискретного спектрального анализа /2, стр.250, формула в комплексном виде (5.3), стр.142/. Его основой является следующее. Запишем выборку данных En в виде

E n = U 0 cos ( ω 0 t n + ϕ ) ( 1 )

где U0 - амплитуда сигнала,

ω0 - круговая частота сигнала,

φ - начальная фаза сигнала,

tn - момент времени.

Применим к выборке данных En дискретное синусное и косинусное преобразование Фурье. При непрерывном изменении частоты получим квадратурные компоненты A(ω), B(ω), зависящие от частоты ω.

A ( ω ) = E n cos ( ω t n ) ¯ , B ( ω ) = E n sin ( ω t n ) ¯ ( 2 )

где черта сверху (и далее по тексту) означает суммирование по индексу «n» в пределах 1÷N.

En - выборка дискретных данных, полученная на интервале времени T с дискретностью Δt.

При получении квадратурных компонент используется условие узкополосности сигнала, т.е. интервал времени Т должен быть много больше периода синусоидальных колебаний T>2π/ω0. Оно сводится к тому, что

cos 2 ( ω t n ) ¯ sin 2 ( ω t n ) ¯ 1 / 2, cos ( ω t n ) sin ( ω t n ) ¯ 0. ( 3 )

Преобразуя квадратурные компоненты, получим амплитудно-частотный U(ω) и фазо-частотный φ(ω) спектры.

U ( ω = ω 0 ) = 2 A ' ( ω 0 ) 2 + B ' ( ω 0 ) 2 , φ ( ω ) = a r c t g ( B ( ω ) A ( ω ) ) ( 4 )

Максимум амплитудно-частотного спектра определяет измеряемую частоту ω=ω0. Значение максимума определяет амплитуду сигнала U0, а значение фазы на частоте ω=ω0 определяет начальную фазу сигнала φ. Таким образом, амплитуду, начальную фазу и частоту синусоидального сигнала оценивают с помощью дискретного преобразования Фурье.

Данный способ оценки параметров синусоидального сигнала, принятый нами за прототип, осуществляют в устройстве, блок-схема которого показана на фиг.1.

1. Аналоговый сигнал преобразуют в дискретную входную последовательность с интервалом дискретизации Δt в соответствии с теоремой Котельникова об отсчетах с помощью аналого-цифрового преобразователя (АЦП).

2. На заданной частоте ω согласно выражениям (1) проводят синусное и косинусное преобразование Фурье и получают квадратурные компоненты A(ω), B(ω).

3. Преобразуют полученные квадратурные компоненты A(ω), B(ω) в амплитуду и фазу сигнала по выражениям (4).

4. Перебирая частоты в заданном диапазоне и каждый раз выполняя действия 1-3, формируют амплитудно-частотный U(ω) и фазо-частотный φ(ω) спектры.

5. По максимуму амплитудно-частотного спектра U(ω=ω0) определяют оценку частоты ω=ω0 и амплитуды сигнала U0.

6. По фазо-частотному спектру в точке ω=ω0 определяют оценку начальной фазы сигнала φ.

К недостаткам этого способа оценки параметров синусоидального сигнала можно отнести то, что с уменьшением интервала T значения cos 2 ( ω t n ) ¯ и sin 2 ( ω t n ) ¯ уже не равны ½, а значения cos ( ω t n ) sin ( ω t n ) ¯ уже не равны нулю. Кроме того, с уменьшением интервала обработки T увеличивается ширина амплитудно-частотного спектра, а следовательно, и погрешности оценки параметров синусоидального сигнала.

Целью предлагаемого способа (технический результат) является повышение точности оценки параметров широкополосных синусоидальных сигналов, что расширяет функциональные возможности радиотехнических комплексов аппаратуры. Поставленная цель достигается тем, что в способе определения параметров широкополосного синусоидального сигнала уточняются значения квадратурных компонент A(ω), B(ω) с помощью поправочных коэффициентов a(ω) b(ω) c(ω).

Черта сверху означает суммирование по индексу n.

В результате получаем уточненные квадратурные компоненты A′(ω), B′(ω).

Оценка частоты ω и квадратурных компонент сигнала A′(ω), B′(ω) производятся не по максимуму спектральной линии сигнала (ширина ее увеличивается с уменьшением интервала обработки T), а по максимуму частотной зависимости функционала правдоподобия Δ(ω) /7/.

Δ ( ω ) = 1 1 A ' ( ω ) * E n cos ( ω t n ) ¯ + B ' ( ω ) * E n sin ( ω t n ) ¯ E n 2 ¯ ( 7 )

Функционал правдоподобия не зависит от интервала обработки T. Его ширина определяется отношением сигнал/шум. Следовательно, точность оценок квадратурных компонент широкополосного сигнала не меняется с уменьшением интервала T. Амплитуда и начальная фаза широкополосного сигнала находятся с помощью квадратурных компонент A′(ω=ω0), B′(ω=ω0) по выражениям

U ( ω = ω 0 ) = A ' ( ω 0 ) 2 + B ' ( ω 0 ) 2 , φ ( ω 0 ) = a r c t g ( B ' ( ω 0 ) A ' ( ω 0 ) ) ( 8 )

Обоснованием предлагаемого способа оценки параметров широкополосного сигнала является следующее: запишем выборку данных, содержащую широкополосный сигнал в виде:

E n = U 0 cos ( ω 0 t n + ϕ 0 ) + U ш , n ( 9 )

где:

En - выборка измеряемых данных, полученная на интервале времени T с дискретностью Δt=τk.

U0 - амплитуда сигнала.

ω0, φ0 - круговая частота и начальная фаза сигнала.

tn - момент времени.

Uш,n - аддитивный гаусовский шум со средним значением, равным нулю, дисперсией σ2 и интервалом корреляции τk.

Составим функционал правдоподобия в соответствии с теорией оптимального приема /7, 8 /.

Δ 1 ( U , ω , ϕ ) = n = 1 N | E n A ' ( ω ) cos ( ω t n ) B ' ( ω ) sin ( ω t n ) | 2 ( 10 )

где: N - количество отсчетов, содержащихся на интервале обработки T,

U, ω, φ - оценочные параметры широкополосного сигнала.

Минимизацию функционала можно провести методом наименьших квадратов по переменным A′(ω) и B′(ω) для заданной частоты ω.

В результате получаем систему уравнений правдоподобия

E n cos ( ω t n ) ¯ = A ' ( ω ) cos 2 ( ω t n ) ¯ B ' ( ω ) sin ( ω t n ) cos ( ω t n ) ¯ E n sin ( ω t n ) ¯ = A ' ( ω ) sin ( ω t n ) cos ( ω t n ) ¯ B ' ( ω ) sin 2 ( ω t n ) cos ( ω t n ) ¯ ( 11 )

где черта сверху означает суммирование по индексу «n» на интервале обработки T.

Уравнения (11) определяют выражения для уточненных квадратурных компонент A′(ω), B′(ω) (6)

и выражения для поправочных коэффициентов (5) a(ω), b(ω), c(ω),

Подставляя полученные значения квадратурных компонент A′(ω) и B′(ω) в функционал правдоподобия (10), исключаем зависимость функционала от квадратурных компонент, а следовательно, от амплитуды U(ω) и начальной фазы φ(ω). После возведения в квадрат выражения (10), преобразования с учетом (11) и нормировки на первое слагаемое E n 2 ¯ получим значение функционала правдоподобия на заданной частоте ω в виде (12).

Δ 2 ( ω ) = 1 A ' ( ω ) * E n cos ( ω t n ) ¯ + B ' ( ω ) * E n sin ( ω t n ) ¯ E n 2 ¯ ( 12 )

Для удобства графического отображения обратим функционал Δ ( ω ) = 1 Δ 2 ( ω ) .

В результате получим функционал правдоподобия Δ(ω) (7).

Перебирая все частоты в заданном интервале, получим частотную зависимость функционала правдоподобия Δ(ω). Положение максимума функционала правдоподобия определяет оценку частоты ω=ω0 и квадратурных компонент A′(ω=ω0), B′(ω=ω0). По квадратурным компонентам в соответствии с (8) оцениваются амплитуда и начальная фаза широкополосного сигнала U0, φ0. Согласно теории /7, 8/ значение функционала правдоподобия в максимуме определяет точность и достоверность полученных оценок параметров широкополосного сигнала. Шумовые максимумы функционала правдоподобия ограничены значением Δ(ω0)≤20. Следовательно, чем больше значение функционала в максимуме, тем точнее и достовернее оценки параметров широкополосного сигнала.

Эффективность предлагаемого способа поясняется таблицей и иллюстрациями.

Реализуемость данного способа оценки параметров широкополосного синусоидального сигнала иллюстрируется результатами модельных расчетов амплитуды U, начальной фазы φ и частоты ω сигнала в зависимости от длительности интервала обработки (Фиг.2). Модельные расчеты проведены в соответствии с алгоритмом действий прототипа по выражениям (2), (4) (оцениваемые параметры U1, ω1, φ1) и в соответствии с алгоритмом действий предлагаемого способа по выражениям (5), (6), (7), (8) (оцениваемые параметры U2, ω2, φ2). При модельных расчетах приняты следующие параметры: амплитуда сигнала U0=1, фаза сигнала φ0=50 градусов, частота ω0=1.6 КГц, интервал дискретизации Δt=0.0625 мс, интервал обработки T меняется в пределах от 0.3 мс до 5.0 мс. Как видно из таблицы, предлагаемый способ оценивает параметры широкополосного сигнала гораздо точнее, чем способ спектрального оценивания (прототип). Погрешности оценки параметров предлагаемого способа не превышают долей градуса по фазе, двух Герц по частоте, 0.11% по амплитуде. Погрешности оценок спектрального анализа (прототип) значительно больше и они увеличиваются при уменьшении интервала обработки T.

На фиг.1 показана блок-схема устройства, с помощью которого реализуется прототип: способ оценки параметров сигнала с помощью спектрального анализа.

На фиг.3 представлена блок-схема устройства, реализующего предлагаемый способ оценки параметров широкополосных сигналов. Основным является оценка частоты по функционалу правдоподобия.

На фиг.4 показаны амплитудно-частотные спектры при интервалах обработки T=10 мс и при T=0.5 мс. С уменьшением интервала обработки ширина спектра увеличивается, а следовательно, и точности оценок параметров уменьшаются. Точность оценок параметров зависит от интервала обработки. Это основной недостаток оценок параметров широкополосных сигналов с помощью спектрального анализа.

На фиг.5 показана частотная зависимость функционала правдоподобия при интервале обработки T=0.5 мс. Максимум имеет вид дельта функции. Его ширина не зависит от длительности интервала обработки T, а следовательно, точности оценок параметров широкополосных сигналов высокие. Использование частотной зависимости функционала правдоподобия для оценок параметров широкополосных сигналов является основным в данной заявке.

Предлагаемый способ оценки параметров широкополосных сигналов осуществляют в устройстве, блок-схема которого показана на фиг.3.

1. Преобразуют входной сигнал в цифровую входную последовательность с интервалом дискретизации Δt=τkk - интервал корреляции шума) с помощью аналого-цифрового преобразователя (АЦП).

2. На заданной частоте со согласно выражениям (1) проводят синусное и косинусное преобразование Фурье и получают квадратурные компоненты A(ω), B(ω).

3. На заданной частоте со оценивают поправочные коэффициенты:

, b ( ω ) = sin 2 ( ω t n ) ¯ , c ( ω ) = cos ( ω t n ) sin ( ω t n ) ¯

4. На заданной частоте со рассчитывают уточненные квадратурные компоненты A′(ω), B′(ω) по выражениям

5. Подставляя полученные значения квадратурных компонент A′(ω), B′(ω) в функционал правдоподобия Δ(ω) (5), получают его значение на частотен.

Δ ( ω ) = 1 A ' ( ω ) * E n cos ( ω t n ) ¯ + B ' ( ω ) * E n sin ( ω t n ) ¯ E n 2 ¯ , ( 5 )

6. Перебирая частоты в заданном диапазоне и каждый раз выполняя действия 1-5, формируют частотную зависимость функционала правдоподобия Δ(ω).

7. В точке максимума частотной зависимости функционала правдоподобия Δ(ω=ω0) оценивают частоту ω=ω0 и квадратурные компоненты сигнала A′(ω0), B′(ω0).

8. По квадратурным компонентам определяют амплитуду и фазу сигнала по выражениям (6).

U ( ω 0 ) = A ' ( ω 0 ) 2 + B ' ( ω 0 ) 2 = U 0 , φ ( ω 0 ) = a r c t g ( B ' ( ω 0 ) A ' ( ω 0 ) ) = ϕ 0 ( 6 )

В результате параметры сигнала оцениваются на любом интервале времени T. Ширина функционала правдоподобия зависит от отношения сигнал/шум и не зависит от длительности интервала измерения.

Источники, принятые во внимание

1. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник для вузов по специальности «Радиотехника». - 2-е изд.- М.: Высшая шк., 1988-448 с.,6 ил.

2. Сергиенко А.Б. Цифровая обработка сигналов: Учебное пособие для вузов по специальности «Информатика и вычислительная техника». - СПб.: Питер, 2005. - 604 с.: ил.

3. В.Г.Радзиевский, П.А.Трифонов. Обработка сверхширокоподобных сигналов и помех. - М.: «Радиотехника», 2009. - 288 с.

4. Марпл.-мл. С.Л. Цифровой спектральный анализ и его применения: Пер. с англ. - М.: Мир, 1990. - 584 с.

5. А.С. №541123. Толстых B.C. Способ измерения частоты. М. :ЦНИИПИ, 1977, - 2 с.

6. А.С. №1798717. Минц М.Я. и др. Способ измерения частоты синусоидальных сигналов. -М. :ВНИИПИ, 1987, - 9 с.

7. А.И.Перов. Статистическая теория радиотехнических систем. - М.: Радиотехника, 2003, 400 с., ил.

8. В.А.Пахотин, В.А.Бессонов, С.В.Молостова, К.В.Власова. - Калининград: Изд.-во РГУ им. И.Канта, 2008. - 189 с.

1. Способ определения параметров широкополосного сигнала, включающий преобразование сигнала в цифровую входную последовательность с помощью аналого-цифрового преобразователя, определение по формулам преобразования Фурье на заданной частоте ω двух квадратурных компонент , , где черта сверху означает суммирование по индексу n, отличающийся тем, что дополнительно на заданной частоте ω определяют поправочные коэффициенты a(ω), b(ω), c(ω), с помощью которых уточняют квадратурные компоненты A′(ω) и B′(ω)
,
,
по которым вычисляют значение функционала правдоподобия Δ(ω)
,
методом перебора частот в заданном диапазоне определяют частотную зависимость функционала правдоподобия Δ(ω), оценивают в точке максимума частотной зависимости функционала правдоподобия частоту ω=ω0 и квадратурные компоненты A′(ω0) и B′(ω0), по которым оценивают амплитуду U0 и начальную фазу φ0 сигнала согласно выражениям
, ,
интервал дискретизации входной последовательности Δt выбирают исходя из условия Δt=τк, где τк - интервал корреляции шума.



 

Похожие патенты:

Заявленная группа изобретений относится к области измерительной техники и предназначена для определения параметров сигналов. Способ включает процедуры синхронизации по несущей частоте сигнала, обнаружения отрезка несущей сигнала и установления ее границ с определенной точностью.

Изобретение относится к измерительной технике и автоматике и может использоваться для прецизионного измерения отклонений частоты от номинального значения в определенном диапазоне частот.

Изобретение относится к области цифровой обработки сигналов и может быть использовано для определения наличия гармонических составляющих и их частот в сигналах различного происхождения при решении задач неразрушающего контроля и диагностики оборудования на основе корреляционного анализа.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано для одновременного измерения частоты, амплитуды, фазы и начальной фазы непрерывного или импульсного гармонического сигнала по одному и тому же минимальному набору исходных данных.

Изобретение относится к радиотехнике и может найти применение в системах радиосвязи. .

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано в спектрометрии. .

Изобретение относится к экспериментальным исследованиям приводов систем автоматического управления и предназначено для определения запасов устойчивости рулевого привода.

Изобретение относится к области радиотехники. .

Изобретение относится к области измерительной техники и может быть использовано для измерения частоты периодических сигналов. Способ измерения частоты заключается в том, что подсчитывают число периодов образцовой частоты за каждый период измеряемой частоты и получают соответствующие коды, которые последовательно запоминают без изменения порядка их появления, получая исходную последовательность кодов, которую анализируют, определяя коэффициенты цепной дроби отношения периода образцовой частоты к периоду измеряемой частоты, начиная с нулевого коэффициента, после определения очередных кодов коэффициента цепной дроби ai и знаменателя цепной дроби pi вычисляют код знаменателя цепной дроби qi, значение подходящей цепной дроби отношения периода образцовой частоты к периоду измеряемой частоты под номером i и относительную максимальную погрешность измерения отношения периода образцовой частоты к периоду измеряемой частоты. Технический результат заключается в уменьшении максимальной относительной методической погрешности измерения частоты. 1 ил.

Изобретение относится к области цифровой обработки сигналов и информационно-измерительной техники и может быть использовано для спектрально-временного анализа в системах обработки данных. Способ основан на разложении сигналов на эмпирические моды, включающий: а) дискретизацию; б) выделение экстремумов процесса; в) построение верхней и нижней огибающих; г) вычисление сглаженной составляющей как среднего значения между огибающими; д) извлечение знакопеременной составляющей как разности между исходной и сглаженной последовательностями; е) оценивание текущих частот и амплитуд или мощностей для каждой составляющей с использованием спектрального анализа Гильберта; ж) повторением шагов б) - е) над сглаженной составляющей. При этом: построение верхней и нижней огибающих осуществляют по максимумам и минимумам выделенных экстремумов, без последующего расчета огибающих в точках между одноименными экстремумами; осуществляют выделение сглаженной составляющей непосредственно из последовательности экстремумов процесса, при этом формирование сглаженной последовательности экстремумов реализуют вычислением среднего между средними значениями текущего и предыдущего экстремумов и средними значениями текущего и последующего экстремумов; выделение знакопеременной составляющей осуществляют вычитанием из исходной сглаженной последовательности экстремумов. Также заявлено устройство, реализующее указанный способ. Технический результат заключается в упрощении цифровой обработки сигналов. 2 н. и 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к электроэнергетике для определения частотной характеристики изолированной энергосистемы. На основании измерений частоты энергосистемы определяют зависимость среднего числа пересечений уровней отклонения частоты в единицу времени от значений уровней этих отклонений, и по расчетным формулам определяют зависимость среднего числа пересечений уровней отклонений мощности нагрузки в единицу времени от величины отклонений мощности нагрузки. Приравнивая друг другу полученные зависимости, получают частотную характеристику энергосистемы. Технический результат заключается в получение полной частотной характеристики изолированной энергосистемы ограниченной мощности. 1 ил.

Изобретение относится к области информационно-измерительной и вычислительной техники и может быть использовано в электроэнергетике для контроля усредненных значений частоты в промышленных трехфазных электрических сетях. Для определения частоты первой гармоники F1 промышленного трехфазного напряжения используют сигналы всех трех фаз Ua, Ub, Uc, суммируя напряжения всех трех, фаз подсчитывают напряжение нулевой последовательности Uo. Из напряжения нулевой последовательности Uo фильтром выделяют напряжение третьей гармоники промышленной частоты U3. Определяют частоту F3 напряжения третьей гармоники промышленной частоты U3, из которой определяют частоту первой гармоники F1=F3/3. Способ определения частоты трехфазного напряжения позволяет определить частоту трехфазного напряжения, которое непосредственно вращает роторы двигателей. При этом за счет использования всех трех фаз промышленного напряжения 50 Гц и за счет использования напряжения третьей гармоники повышается точность измерения частоты. Предлагаемый способ будет работать всегда, когда в спектре трехфазного напряжения имеется напряжение третьей гармоники. Технический результат заключается в повышении точности определения частоты трехфазного напряжения за счет использования для определения частоты сигналов всех трех фаз промышленного трехфазного напряжения, а также использования мешающей третьей гармоники непосредственно для измерения частоты. 4 ил.

Изобретение относится к области информационно-измерительной и вычислительной техники и может быть использовано в электроэнергетике для контроля усредненных значений частоты в промышленных трехфазных электрических сетях. Согласно способу для определения частоты F используют цифровые сигналы всех трех фаз Ua(ti), Ub(ti), Uc(ti) промышленного трехфазного напряжения, измеренные в моменты времени ti, где i - целое значение, оцифрованные с периодом дискретизации dt=(ti-ti-1). Причем величина dt значительно меньше периода Т наибольшей частоты Fb=1/T диапазона измерения, dt<<T. При этом определяют проекцию Ux(ti) на ось абсцисс X вращающегося поля U(ti), создаваемого тремя фазами Ua(ti), Ub(ti), Uc(ti) промышленного трехфазного напряжения, по формуле U x ( t i ) = ( U c ( t i ) − U b ( t i ) ) ⋅ 3 2 , проекцию Uy(ti) на ось абсцисс Y вращающегося поля U(ti) - U y ( t i ) = ( 2 ⋅ U a ( t i ) − U b ( t i ) − U c ( t i ) ) / 2 , модуль вращающегося поля U(ti) - U ( t i ) = [ U 2 x ( t i ) + U 2 y ( t i ) ] . Определяют зависимость от времени ti приращения фазы dφi вращающегося поля U(ti) за интервал dt=(ti-ti-1) по формуле: |dφi|=|φ(ti)-φ(ti-1)|=arccos{[Ux(ti)·Ux(ti-1)+Uy(ti)·Uy(ti-1)]/[U(ti)·U(ti-1)]}, и определяют знак dφi по следующему алгоритму: если |Ux(ti)|≤| Uy(ti)|, то знак dφi равен знаку величины Uy(ti)·[Ux(ti-1)-Ux(ti)], если |Ux(ti)>|Uy(ti)|, то знак dφi равен знаку величины Ux(ti)·[Uy(ti)-Uy(ti-1)]. Среднее за интервал времени n·dt значение частоты F(ti) в момент времени ti определяют по формуле F ( t i ) = ( ∑ k = 0 n − 1 d φ ( t i − k ) ) / ( 2 π ⋅ n ⋅ d t ) , где n - целое значение. Технический результат заключается в повышении точности определения частоты трехфазного напряжения. 3 ил.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано при различных физических исследованиях. Способ основан на формировании внутри измерительного временного интервала, равного целому числу периодов исследуемого сигнала, вспомогательных временных интервалов, которые заполняют счетными импульсами, число которых в каждом последующем вспомогательном интервале умножают на весовые коэффициенты, увеличивающиеся каждый раз на единицу до среднего из n вспомогательных интервалов с последующим уменьшением каждый раз на единицу. При этом внутри измерительного временного интервала формируют чередующиеся друг с другом нечетные и четные вспомогательные интервалы, которые при последовательном суммировании взвешенных нечетных и вычитании четных временных интервалов определяют усредненное значение длительности входного временного интервала. Технический результат заключается в расширении диапазона измерения длительностей временных интервалов с повышенной точностью и помехоустойчивостью без увеличения общего времени измерения. 3 ил.

Изобретение относится к электротехнике, в частности к электрооборудованию, установленному на электрических станциях и подстанциях в системах производства, передачи и потребления электроэнергии, и может быть использовано во всех электроустановках, использующих цифровую обработку данных. Способ определения угла сдвига фаз между двумя синусоидальными сигналами путем измерения N/2 раз в течение полупериода Т/2 и в каждый текущий момент времени tj, j=1, 2, …, N/2 мгновенного значения одного из двух синусоидальных сигналов a(tj), изменяющегося во времени t по следующей зависимости: a(t)=A m sin(ωt). При наступлении момента выполнения условия, при котором мгновенное значение a(tj)=0, осуществления измерения и фиксации мгновенного значения другого синусоидального сигнала - b(tj)|а=0 той же частоты, изменяющегося во времени t по следующей зависимости: b(t)=B m sin(ωt+φ). Определяют значение угла сдвига фаз φ: где φ - угол сдвига фаз между двумя синусоидальными сигналами a(t) и b(t); b(tj)|а=0 - значение синусоидального сигнала b(t) в течение одного полупериода Т/2 в момент времени tj, когда значение синусоидального сигнала a(t) равно нулю, единицы измерения сигнала b(t); Вm - амплитудное значение синусоидального сигнала b(t), единицы измерения сигнала b(t), взятое со знаком плюс, если выполняется условие где b(tj-1) - предыдущее мгновенное значение синусоидального сигнала b(t), измеренное в момент времени tj-1, и со знаком минус, если Технический результат заключается в повышении быстродействия и точности определения сдвига фаз. 4 н.п. ф-лы, 3 табл.

Изобретение относится к радиотехнике и связи и может быть использовано в устройствах обработки информации, в системах автоматического контроля и регулирования. Технический результат - осуществление допускового контроля частоты входного сигнала. Устройство допускового контроля частоты содержит общую шину, входную шину, два резистора, два конденсатора, два буферных каскада, два компаратора, два одновибратора, два устройства выборки-хранения, делитель, сумматор, формирователь одиночного импульса и выходной формирователь, шину питания. 1 з.п. ф-лы, 3 ил.

Предлагаемое устройство относится к области радиоэлектроники и может быть использовано для определения несущей частоты и вида модуляции сигналов, принимаемых в заданном диапазоне частот. Технической задачей изобретения является расширение функциональных возможностей устройства путем распознавания сигналов с амплитудой и частотной манипуляцией. Устройство содержит приемную антенну 1, входную цепь 2, блок 3 поиска, гетеродин 5, смеситель 6, усилитель 7 промежуточной частоты, амплитудный детектор 8, 13, 28, 29 и 33, видеоусилитель 9, устройство 10 формирования частотной развертки, ЭЛТ 11, ключи 12, 24, 37, 40, 41 и 42, фильтры 14, 27 и 32 верхних частот, фильтры 15, 19 и 26 нижних частот, квадраторы 16 и 20, делители 17 и 22 напряжений, частотный детектор 18, блоки 23, 30, 34, 39 и 49 сравнения, фазовый детектор 25, интегратор 35, пороговый блок 36, измеритель 38 частоты, блок 43 памяти, преобразователи 44, 47 и 50 аналог-код, блок 46 клиппирования, анализаторы 21, 45 и 48 спектра, фазоинверторы 51 и 52, элементы совпадения 53, 54, 55 и 56. 2 ил.

Изобретение относится к радиотехнической области промышленности и может быть использовано при приеме нескольких совмещенных по времени разночастотных сигналов. Способ определения частоты в матричном приемнике, в котором ко входу j-й ступени приемника, имеющей Lj каналов, подключают устройство измерения частоты, измеряющее частоту сигнала в диапазоне рабочих частот j-й ступени, и сопоставляют номера сработавших индикаторов каналов ступени с измеренными значениями частоты. Устройство измерения частоты содержит усилитель-ограничитель, K каналов обработки и устройство обработки. Каждый канал содержит последовательно включенные полосовой фильтр, частотно-зависимое устройство и детектор. С выходов каналов сигнал подается на устройство обработки. Технический результат заключается в повышении вероятности однозначного определения частоты, исключении регистрации ложных значений частоты и пропуска сигналов. 2 н. и 4 з.п. ф-лы, 2 ил.
Наверх