Способ измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов и устройство для его реализации



Способ измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов и устройство для его реализации
Способ измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов и устройство для его реализации
Способ измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов и устройство для его реализации

 


Владельцы патента RU 2503019:

Сухинец Жанна Артуровна (RU)
Гулин Артур Игоревич (RU)

Изобретение относится к измерительной технике и автоматике и может использоваться для прецизионного измерения отклонений частоты от номинального значения в определенном диапазоне частот. Способ измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов предполагает осуществление настройки измеряемой номинальной частоты фазовращателем, управляемым генератором пилообразного напряжения. Настройка осуществляется до равенства фаз с частотой, поступающей непосредственно на второй вход компаратора, время срабатывания которого пропорционально числу импульсов, измеряемых счетчиком и обрабатываемых микроконтроллером. При этом фазовращатель состоит из RC-звеньев, в которых роль емкости C выполняют варикапы, а микроконтроллер содержит программу, обеспечивающую возможность градуировки различных типов датчиков для линеаризации зависимостей значений физических параметров от частоты. Результаты измерений выводят на индикатор. Устройство для измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов содержит генератор образцовой частоты, ключ, схему «И», счетчик импульсов, блок индикации, микроконтроллер, вход которого соединен с выходом счетчика импульсов, а выход - с индикатором, компаратор фаз, одновибратор, запускающий генератор пилообразного напряжения, который управляет фазовращателем до равенства фаз на компараторе. Технический результат - обеспечение высокой надежности, точности способа, быстродействия и универсальности применения. 2 н.п. ф-лы, 3 ил., 1 табл.

 

Изобретение относится к измерительной технике и автоматике и может использоваться для работы с различными преобразователями неэлектрических величин в частоту синусоидальных сигналов в информационно-измерительных устройствах при контроле и управлении технологическими процессами и в других отраслях промышленности для прецизионного измерения отклонений частоты от номинального значения в определенном диапазоне частот.

Известен процентный цифровой частотомер (Орнатский П.П. Автоматические измерения и приборы. Киев: Вища школа, 1981. С.329-330), содержащий формирователь импульсов контролируемой частоты, делитель частоты импульсов, управляющий длительностью генератора прямоугольных импульсов, выход которого подается на один из управляющих входов ключа. Команда управления другим входом ключа формируется от генератора импульсов тактовой частоты после ее деления на сто и формирования длительности прямоугольных импульсов соответствующим генератором. Ключ пропускает импульсы тактовой частоты на время разности периодов управляющих прямоугольных импульсов в каждом цикле измерения цифровым счетчиком, показывающем процентное отклонение частоты номинального значения. Подобное техническое решение позволило повысить быстродействие измерения в 10 раз по сравнению с использованием обычных частотомеров и выпускать промышленные приборы Ф5035.

Известен частотомер номинальных значений (Шляндин В.М. Цифровые измерительные устройства. М.: Высшая школа, 1981. С.150-153), в котором импульсы измеряемой частоты после усилителя-формирователя и заполнения цифрового счетчика до определенного числа, соответствующему номинальному значению, управляют через триггер открытием ключа на время отношения номинальной частоты к измеряемой. За это же время реверсивный счетчик из начального заданного перед измерением значения отсчета, равному удвоенному произведению номинальной частоты на отношение опорной частоты к номинальной, вычитают импульсы опорной частоты, поступающие на него от генератора импульсов, формирует показания пропорциональное измеряемой частоте.

Недостатками аналогов являются малый диапазон измерений, что не пригодно для работы с различными преобразователями неэлектрических величин в частоту, и большая методическая погрешность измерения.

Наиболее близким по технической сущности является способ измерения отклонений частоты от номинального значения (А.с. 336612 СССР, МКИ G01R 23/10 от 21.04.1972. Опубл. 19.10.1972. Бюл. №14), основанный на подсчете числа периодов образцовой частоты в течение одного периода измеряемой частоты убывающим итогом от начального значения, пропорционального номинальной величине периода сигнала измеряемой частоты, в котором для упрощения процесса измерения меняют индикацию состояния счетчика на инверсную при получении нуля и продолжают подсчет импульсов убывающим итогом до конца периода.

Наиболее близким к предлагаемому устройству является цифровой измеритель отклонения измеряемой частоты от номинальной (А.с. 300833 СССР, МКИ G01R 17/00 от 07.04.1971. Опубл. 10.06.1971. Бюл. №13), содержащий формирователь импульсов измеряемой частоты, ключи, генератор образцовой частоты, блок управления и счетчик импульсов, в котором для устранения методической погрешности измерения, расширения диапазона измерения и повышения быстродействия используют счетчик с предустановкой, схемы сравнения прямого и обратного кодов, схему совпадения и интегратор с последовательным переносом, выход которого соединен с входом счетчика с предустановкой, выход кода которого связан с первыми входами схемы сравнения прямого и обратного кодов, вторые входы которых подключены к выходам прямого и обратного кодов управляющего счетчика интегратора с последовательным переносом, выходы которого через схему совпадения подключены к входу установки начального состояния счетчика с предустановкой.

Основным существенным недостатком способа измерения отклонений частоты от номинального значения и цифрового измерителя отклонения измеряемой частоты от номинальной является низкие быстродействие и точность, сложность, большое количество операций по обработке синусоидальных сигналов и необходимость вычитания из текущего значения частоты ее начального значения, соответствующего нулевому значению измеряемого параметра, что требует включения дополнительного устройства, влекущее за собой дополнительное усложнение и снижение надежности устройства.

Задачей заявляемого изобретения является повышение точности и быстродействия измерения параметров от аналоговых датчиков с частотным выходом в физических единицах и разработка устройства для его осуществления с использованием минимального набора стандартных функциональных узлов, что обеспечит высокую надежность.

Поставленная задача решается осуществлением способа измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов от датчиков с частотным выходом, согласно которому электронно-управляемый генератором пилообразного напряжения фазовращатель, состоящий из RC-звеньев, в которых роль емкости С выполняют варикапы, соединенный через усилитель с первым входом компаратора фаз, осуществляет настройку измеряемой номинальной частоты до равенства фаз с частотой, поступающей непосредственно на второй вход компаратора, время срабатывания которого пропорционально числу импульсов, измеряемых счетчиком и обрабатываемых микроконтроллером, программу которого снабжают градуировочными характеристиками различных типов датчиков для линеаризации зависимостей значений физических параметров от частоты, результат которых подают на индикатор.

Поставленная задача решается также устройством для измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов, содержащим генератор образцовой частоты, ключ, схему «И», счетчик импульсов и блок индикации, отличающийся тем, что оно снабжено микроконтроллером, вход которого соединен с выходом счетчика импульсов, а выход - с индикатором, компаратором фаз, на первый вход которого синусоидальный сигнал с выхода датчика поступает через электронно-управляемый фазовращатель и усилитель, а на второй - он поступает непосредственно от датчика с частотным выходом, одновибратором, запускающим генератор пилообразного напряжения, который управляет фазовращателем до равенства фаз на компараторе.

Кроме того, сущность технических решений поясняется чертежами, где:

- на фиг.1 представлен преобразователь цепной трехполюсной структуры;

- на фиг.2 - принципиальная схема электронно-управляемого фазовращателя на варикапах;

- на фиг.3 - структурная схема частотомера номинальных значений.

Сущность: способ реализуется использованием фазовой автоподстройки номинальной частоты (ФАНЧ) аналогового сигнала с применением электронно-управляемого фазовращателя (ЭУФ), что повышает точность, т.к. отсутствует частотная расстройка между измеряемым и уравновешенным сигналами в момент измерения, и быстродействие, а также устраняет методическую погрешность измерения (см. Радиоприемные устройства / Под ред. А.П. Жуковского. - М.: Высшая школа, 1989. С.195). Для расширения диапазона измерения, в качестве ЭУФ, применяется цепная трехполюсная структура (ЦТС), состоящая из n/2 RC - звеньев, где роль емкостей С выполняют варикапы, практически безынерционные элементы (см. Новицкий П.В., Кнорринг В.Г., Гутников B.C. Цифровые приборы с частотными датчиками. Л.: Энергия. 1970. С.80). Измерение номинальной частоты без промежуточных преобразований значительно упрощает схему, что повышает надежность устройства.

Известные традиционные методы исследования не позволяют получать аналитические выражения, связывающие диапазон измерения, частоту квазирезонанса, величину ослабления сигнала от числа n/2 RC - звеньев ЭУФ, тем более состоящих из нелинейных элементов (варикапов) и, тем самым, решить актуальную проблему.

Использование метода функций преобразования (ФП) позволило устранить этот пробел (см. Гулин А.И. Диагностика измерительных преобразователей и устройств связи с неоднородной цепной структурой // Контроль. Диагностика. 2010. №11. С.69-72).

ФП Кn преобразователя цепной трехполюсной структуры (ЦТС), формально, обратная величина традиционного коэффициента передачи (Фиг.1), являющаяся отношением входной активной величины U0 к выходной Вn (напряжение Un или ток In) описывается выражением при четном числе плеч n

K n = 1 + i = 1 k = i + 1 n n 1 Z i Y k + i = 1 k = i + 1 n 2 n 3 p = k + 1 q = p + 1 n n 1 Z i Y k Z p Y q + ,                                      ( 1 )

где i=2b-1;

b=1,2,3,…,0,5n,

а для цепных структур (ЦС) с нечетным числом плеч n

K n = i = 1 n Z i + i = 1, k = i + 1 n 1 n 2 p = k + 1 n Z i Y k Z p + ,                                                           ( 2 )

где b=1,2,3,…,0,5(n+1) для ЦС с нечетным числом плеч n.

Соотношения (1) и (2) приводят к рекуррентной формуле для вычисления ФП

Kn=TnKn-1+Kn-2,

где Тi иммитанс i-го плеча (сопротивление Z для нечетных i и проводимость Y для четных i).

Начальными условиями алгоритма вычисления Kn являются значения K0=1 при n=0 и K11 при n=1.

Рекомендуемая электрическая схема ЭУФ представлена на Фиг.2, в которой необходимое минимальное число конденсаторов (варикапов) должно быть не менее трех (см. Гулин А.И. Проектирование многозвенных регенераторов // Изв. вузов «Приборостроение» 2012. Т.15. №1 (41). С.14-118). Рассмотрим для примера шестиплечую ЦТС, выражение ФП для которой согласно (1) будет

K6=1+Z1Y2+Z1Y4+Z1Y6+Z3Y4+Z3Y6+Z5Y6+Z1Y2Z3Y4+

+Z1Y2Z3Y6+Z1Y2Z5Y6+Z1Y4Z5Y6+Z3Y4Z5Y6+Z1Y2Z3Y4Z5Y6.

Для ЭУФ (Фиг.2), где Z1=Z3=Z5=R, а Y2=Y4=Y6=jωC ФП будет равна

К6=-jω3C3R3-5ωC2R2+j6ωCR+1.

Для определения затухания, вносимого ЭУФ, и верхней частоты начальной настройки диапазона его (частота квазирезонанса), запишем ФП в составляющих действительной и мнимой части, которая имеет вид

K6=ReK6+Im K6.

Из мнимой части ФП Im K6, приравняв ее к нулю, определим верхнюю частоту начальной настройки □0, при которой ЭУФ осуществляет сдвиг фазы на 180°, т.е.

Im K6=-уω30С3R3+j6ω0CR=0,

откуда ω 0 = 6 R C                                                                               ( 3 )

Из действительной части ФП ReK6, подставив в него значение □0 из (3), определяем величину затухания, вносимого ЭУФ, и которое должно компенсироваться усилителем (Фиг.3)

Re K6=-5ω0C2R2+1=-29.

Знак «минус» означает поворот фазы ЭУФ на 180°. Однокаскадный усилитель с коэффициентом усиления, равным приблизительно 29 также осуществляет поворот фазы измеряемого сигнала на 180°, реализуя равенство фаз на компараторе в момент измерения номинальной частоты.

Расчеты по вычислению частот квазирезонансов при произвольном количестве звеньев n/2 сводятся, как оказалось, к определению коэффициента kn из выражения

ω 0 = k n R C .                                                                                           ( 4 )

В результате аналитического анализа впервые получена формула, определяющая коэффициент kn для ЦТС из любого количества RC-звеньев из уравнений вида

i = 0,1 P ( 1 ) i k n 2 i + 1 C 0,5 n + 1 + 2 i 2 + 4 i = 0,                                                                   ( 5 )

где р=0,25n-1 - для четных 0,5n;

р=0,25(n+2)-1 - для нечетных 0,5n.

Из всех вещественных положительных корней уравнения (5) необходимо использовать наименьшее значение (для шестиплечей - ЦТС оно равно 6 ), так как использование других значений, удовлетворяющих условию (5), приведет к сдвигу фаз на 2π радиан и более.

В таблице приведены значения функций преобразования на частоте квазирезонанса ReKn и коэффициентов kn ЦТС для числа плеч n от 6 до 40.

Таблица
Значения функций преобразования на частоте квазирезонанса ReKn и коэффициентов kn от числа плеч n ЦТС
n kn ReRn
6 2,446 29
8 1,195 24,70
10 0,739 23,46
12 0,509 22,77
14 0,373 22,26
16 0,286 21,55
18 0,227 20,58
20 0,185 20,11
22 0,153 19,57
24 0,129 18,93
26 0,11 18,48
28 0,095 17.91
30 0,083 17,44
32 0,073 17,11
34 0,065 16,76
36 0,058 16,51
38 0,052 16,29
40 0,047 16,09

Для расчета более сложных ЦТС можно воспользоваться программой (см. Гулин А.И., Сухинец Ж.А. и др. Расчет частоты квазирезонанса и коэффициента передачи многозвенных RC-структур // Свидетельство об официальной регистрации программы для ЭВМ №2003611147 / 16.05.2003. Роспатент. Москва. 2003).

Необходимо отметить, что ФП Re Kn на частотах квазирезонанса с увеличением числа плеч n от шести до бесконечности уменьшается и стремится от Re K6=-29 до Re Kn=-11,6, т.е. lim n | K n | = 11,6 .

Использование варикапов в качестве управляемых напряжением чувствительных безынерционных емкостей в фазовращателях ЦТС типа RC (Фиг.2) позволяет получить качественно и количественно новые характеристики управления, не достигаемые в подобных схемах с линейными элементами, а именно, увеличение диапазонов регулирования в системах автоматической подстройки частоты и фазы. Характер изменения зависимости С=f(U) определяется конструктивными размерами и технологическими особенностями полупроводника. Если поддерживать значение напряжения управления (смещения) на емкости в 4÷5 раз больше амплитуды высокочастотных колебаний, то можно считать, что емкость в основном будет определяться лишь значениями напряжения смещения. А поскольку обратное сопротивление перехода более 1 МОм, то практически напряжение смещения на всех варикапах одинаково в виду ничтожно малого токораспределения по вертикальным плечам - проводимостям. Высокоомное сопротивление RД необходимо для предотвращения шунтирования входного сигнала источником управляющего напряжения. Емкость варикапа (см. Берман Л.С. Введение в физику варикапов. - Л.: Наука, 1968. С.30) определяется из выражения

C = C В ( U у п р + ϕ k U В ) b ,

где СВ, UВ - емкость и напряжение смещения варикапа, соответствующие верхней частоте перестройки;

Uупр - напряжение управления смещением на варикапы;

φk - контактная разность потенциалов p-n перехода, лежащая в пределах 0,4÷0,7 В;

b - коэффициент, зависящий от распределения примесей в переходе, равный 0,5 для варикапов с резким p-n переходом.

Следовательно, выражение (4) при использовании варикапов примет вид

f 0 = k n 2 π R C В U В U у п р + ϕ k

Если частота fх входного измеряемого напряжения U0 не равна частоте квазирезонанса фазовращателя f0, то угол сдвига фаз равен

ϕ = π f / f

Для ЭУФ (Фиг.2), у которого изменение фазы на выходе достигается за счет изменения величины емкости варикапов С напряжением Uупр, от ГПН а следовательно за счет изменения значения f0, выражение для угла сдвига фаз будет

φ = π 2 π R A f х ( U у п р + φ k ) b k n ,                                                                                  ( 5 )

где kn определяется из выражения (4);

А - коэффициент пропорциональности, зависящий от концентрации примесей и площади p-n - перехода полупроводникового прибора.

Зная диапазон изменения выходной частоты датчика Δf, равный

Δ f = f max f min = k n 2 π R C В k n 2 π R C max = k n 2 π R × C max C В C В C max ,

где Сmax - максимальная емкость варикапа, соответствующая нижней частоте перестройки ЭУФ, получим выражение для определения коэффициента kn

k n = 2 π R Δ f C В C max C max C В

В таблице находим соответствующее значение коэффициента kn, по которому определяем число звеньев (варикапов) ЭУФ, удовлетворяющее диапазону измерения, и соответствующее значение коэффициента усиления Re Kn для усилителя. В случае несовпадения вычисленного коэффициента с табличным значением выбираем ближайшее меньшее значение kn и Re Kn.

Устройство для измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов содержит (Фиг.3) электронно-управляемый фазовращатель 1 из n/2 RC - звеньев, в которых роль емкости С выполняют варикапы, соединенный через усилитель 2 с первым входом компаратора фаз 3, на второй вход которого измеряемая частота поступает непосредственно, а выход компаратора через ключ 4 соединен с первым входом генератора пилообразного напряжения 5 (ГПН), второй вход которого соединен с одновибратором 6, а выход ГПН 5 соединен с управляющим входом фазовращателя 1. Выход ключа 4 соединен также с первым входом элемента И 7, второй вход которого соединен с генератором опорной частоты (ГОЧ) 8, а выход через счетчик 9 и микроконтроллер 10 соединен с цифровым отсчетным устройством 11.

Программу микроконтроллера снабжают градуировочными характеристиками различных типов датчиков.

Измерение физического параметра от датчиков с аналоговым частотным выходом с помощью предлагаемого устройства осуществляется следующим образом. Синусоидальный сигнал с выхода датчика поступает через электронно-управляемый фазовращатель 1 и усилитель 2 на первый вход компаратора фаз 3, на второй вход которого он поступает непосредственно. При включении частотомера одновибратор 6 запускает генератор пилообразного напряжения 5 (ГПН), управляющий фазовращателем 1 до равенства фаз на компараторе 3, выдающем при этом команды через ключ 4 на ГПН, останавливая его дальнейшее изменение, и на элемент И 7, запирая прохождение импульсов от генератора опорной частоты 8 на счетчик 9, число которых функционально пропорционально измеряемому физическому параметру. Микроконтроллер 10 линеаризует зависимость значения физического параметра от частоты, который отображается на цифровом отсчетном устройстве 11 в единицах измеряемой величины. Микроконтроллер программно предусматривает установки значений градуировочных характеристик различных типов датчиков.

Итак, заявляемое изобретение позволяет непосредственно без дополнительных преобразований измерять физические параметры с помощью различных датчиков с частотным аналоговым выходом, что обеспечивает высокую надежность, точность способа, быстродействие и универсальность применения.

1. Способ измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов от датчиков с частотным выходом, отличающийся тем, что электронно-управляемый генератором пилообразного напряжения фазовращатель, состоящий из RC-звеньев, в которых роль емкости C выполняют варикапы, соединенный через усилитель с первым входом компаратора фаз, осуществляет настройку измеряемой номинальной частоты до равенства фаз с частотой, поступающей непосредственно на второй вход компаратора, время срабатывания которого пропорционально числу импульсов, измеряемых счетчиком и обрабатываемых микроконтроллером, программу которого снабжают градуировочными характеристиками различных типов датчиков для линеаризации зависимостей значений физических параметров от частоты, результат которых подают на индикатор.

2. Устройство для измерения номинальной частоты синусоидальных сигналов, содержащее генератор образцовой частоты, ключ, схему «И», счетчик импульсов и блок индикации, отличающееся тем, что оно снабжено микроконтроллером, вход которого соединен с выходом счетчика импульсов, а выход - с индикатором, компаратором фаз, на первый вход которого синусоидальный сигнал с выхода датчика поступает через электронно-управляемый фазовращатель и усилитель, а на второй он поступает непосредственно от датчика с частотным выходом, одновибратором, запускающим генератор пилообразного напряжения, который управляет фазовращателем до равенства фаз на компараторе.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области цифровой обработки сигналов и может быть использовано для определения наличия гармонических составляющих и их частот в сигналах различного происхождения при решении задач неразрушающего контроля и диагностики оборудования на основе корреляционного анализа.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано для одновременного измерения частоты, амплитуды, фазы и начальной фазы непрерывного или импульсного гармонического сигнала по одному и тому же минимальному набору исходных данных.

Изобретение относится к радиотехнике и может найти применение в системах радиосвязи. .

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано в спектрометрии. .

Изобретение относится к экспериментальным исследованиям приводов систем автоматического управления и предназначено для определения запасов устойчивости рулевого привода.

Изобретение относится к области радиотехники. .

Изобретение относится к электротехнике, в частности к электрическим машинам измерительной техники. .

Заявленная группа изобретений относится к области измерительной техники и предназначена для определения параметров сигналов. Способ включает процедуры синхронизации по несущей частоте сигнала, обнаружения отрезка несущей сигнала и установления ее границ с определенной точностью. В дальнейшем анализируется выборка фазовых отсчетов относительно опорного колебания k-й частоты на заданном временном интервале наблюдения скользящим окном и решается задача обнаружения сигнала. Записываются номера начального и конечного фазовых отсчетов, соответствующих концу и началу интервала успешного анализа. Длительность окна анализа при этом меньше длительности самой посылки. Выполняется анализ одного частотного канала. Из исходной фазовой выборки путем введения поправок формируются фазовые выборки относительно других опорных частот. Для каждой из них выполняется анализ наличия сигнала методом скользящего окна. Многократно повторяют эту процедуру, уменьшая длительность окна анализа. Устройство, реализующее способ, включает в себя антенно-фидерное устройство, формирователь фазовых отсчетов, запоминающее устройство, блок формирования частотных каналов, блок квадратурной обработки сигналов, блок обработки выходных данных, причем в состав блока квадратурной обработки сигналов входят первый и второй формирователи квазисинусного и квазикосинусного каналов, первый и второй сумматоры, блок формирования весовых функций, два умножителя. Технический результат - уменьшение времени приема и обработки сигнала, повышение точности. 2 н. и 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к области систем обработки информации и измерительной технике и может быть использовано для определения параметров широкополосного синусоидального сигнала. Способ определения параметров широкополосного сигнала заключается в том, что преобразуют сигнал в цифровую форму с помощью АЦП, получают квадратурные компоненты A(ω), B(ω) на заданной частоте, преобразуют квадратурные компоненты в амплитуду U(ω) и начальную фазу φ(ω) сигнала, формируют амплитудно-частотный спектр и фазо-частотный спектр сигнала, оценивают частоту ω=ω0 и амплитуды U0 сигнала по максимуму амплитудно-частотного спектра, оценивают начальную фазу φ сигнала по фазо-частотному спектру сигнала в точке ω=ω0. Технический результат заключается в повышении точности оценки параметров широкополосных синусоидальных сигналов. 5 ил.

Изобретение относится к области измерительной техники и может быть использовано для измерения частоты периодических сигналов. Способ измерения частоты заключается в том, что подсчитывают число периодов образцовой частоты за каждый период измеряемой частоты и получают соответствующие коды, которые последовательно запоминают без изменения порядка их появления, получая исходную последовательность кодов, которую анализируют, определяя коэффициенты цепной дроби отношения периода образцовой частоты к периоду измеряемой частоты, начиная с нулевого коэффициента, после определения очередных кодов коэффициента цепной дроби ai и знаменателя цепной дроби pi вычисляют код знаменателя цепной дроби qi, значение подходящей цепной дроби отношения периода образцовой частоты к периоду измеряемой частоты под номером i и относительную максимальную погрешность измерения отношения периода образцовой частоты к периоду измеряемой частоты. Технический результат заключается в уменьшении максимальной относительной методической погрешности измерения частоты. 1 ил.

Изобретение относится к области цифровой обработки сигналов и информационно-измерительной техники и может быть использовано для спектрально-временного анализа в системах обработки данных. Способ основан на разложении сигналов на эмпирические моды, включающий: а) дискретизацию; б) выделение экстремумов процесса; в) построение верхней и нижней огибающих; г) вычисление сглаженной составляющей как среднего значения между огибающими; д) извлечение знакопеременной составляющей как разности между исходной и сглаженной последовательностями; е) оценивание текущих частот и амплитуд или мощностей для каждой составляющей с использованием спектрального анализа Гильберта; ж) повторением шагов б) - е) над сглаженной составляющей. При этом: построение верхней и нижней огибающих осуществляют по максимумам и минимумам выделенных экстремумов, без последующего расчета огибающих в точках между одноименными экстремумами; осуществляют выделение сглаженной составляющей непосредственно из последовательности экстремумов процесса, при этом формирование сглаженной последовательности экстремумов реализуют вычислением среднего между средними значениями текущего и предыдущего экстремумов и средними значениями текущего и последующего экстремумов; выделение знакопеременной составляющей осуществляют вычитанием из исходной сглаженной последовательности экстремумов. Также заявлено устройство, реализующее указанный способ. Технический результат заключается в упрощении цифровой обработки сигналов. 2 н. и 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к электроэнергетике для определения частотной характеристики изолированной энергосистемы. На основании измерений частоты энергосистемы определяют зависимость среднего числа пересечений уровней отклонения частоты в единицу времени от значений уровней этих отклонений, и по расчетным формулам определяют зависимость среднего числа пересечений уровней отклонений мощности нагрузки в единицу времени от величины отклонений мощности нагрузки. Приравнивая друг другу полученные зависимости, получают частотную характеристику энергосистемы. Технический результат заключается в получение полной частотной характеристики изолированной энергосистемы ограниченной мощности. 1 ил.

Изобретение относится к области информационно-измерительной и вычислительной техники и может быть использовано в электроэнергетике для контроля усредненных значений частоты в промышленных трехфазных электрических сетях. Для определения частоты первой гармоники F1 промышленного трехфазного напряжения используют сигналы всех трех фаз Ua, Ub, Uc, суммируя напряжения всех трех, фаз подсчитывают напряжение нулевой последовательности Uo. Из напряжения нулевой последовательности Uo фильтром выделяют напряжение третьей гармоники промышленной частоты U3. Определяют частоту F3 напряжения третьей гармоники промышленной частоты U3, из которой определяют частоту первой гармоники F1=F3/3. Способ определения частоты трехфазного напряжения позволяет определить частоту трехфазного напряжения, которое непосредственно вращает роторы двигателей. При этом за счет использования всех трех фаз промышленного напряжения 50 Гц и за счет использования напряжения третьей гармоники повышается точность измерения частоты. Предлагаемый способ будет работать всегда, когда в спектре трехфазного напряжения имеется напряжение третьей гармоники. Технический результат заключается в повышении точности определения частоты трехфазного напряжения за счет использования для определения частоты сигналов всех трех фаз промышленного трехфазного напряжения, а также использования мешающей третьей гармоники непосредственно для измерения частоты. 4 ил.

Изобретение относится к области информационно-измерительной и вычислительной техники и может быть использовано в электроэнергетике для контроля усредненных значений частоты в промышленных трехфазных электрических сетях. Согласно способу для определения частоты F используют цифровые сигналы всех трех фаз Ua(ti), Ub(ti), Uc(ti) промышленного трехфазного напряжения, измеренные в моменты времени ti, где i - целое значение, оцифрованные с периодом дискретизации dt=(ti-ti-1). Причем величина dt значительно меньше периода Т наибольшей частоты Fb=1/T диапазона измерения, dt<<T. При этом определяют проекцию Ux(ti) на ось абсцисс X вращающегося поля U(ti), создаваемого тремя фазами Ua(ti), Ub(ti), Uc(ti) промышленного трехфазного напряжения, по формуле U x ( t i ) = ( U c ( t i ) − U b ( t i ) ) ⋅ 3 2 , проекцию Uy(ti) на ось абсцисс Y вращающегося поля U(ti) - U y ( t i ) = ( 2 ⋅ U a ( t i ) − U b ( t i ) − U c ( t i ) ) / 2 , модуль вращающегося поля U(ti) - U ( t i ) = [ U 2 x ( t i ) + U 2 y ( t i ) ] . Определяют зависимость от времени ti приращения фазы dφi вращающегося поля U(ti) за интервал dt=(ti-ti-1) по формуле: |dφi|=|φ(ti)-φ(ti-1)|=arccos{[Ux(ti)·Ux(ti-1)+Uy(ti)·Uy(ti-1)]/[U(ti)·U(ti-1)]}, и определяют знак dφi по следующему алгоритму: если |Ux(ti)|≤| Uy(ti)|, то знак dφi равен знаку величины Uy(ti)·[Ux(ti-1)-Ux(ti)], если |Ux(ti)>|Uy(ti)|, то знак dφi равен знаку величины Ux(ti)·[Uy(ti)-Uy(ti-1)]. Среднее за интервал времени n·dt значение частоты F(ti) в момент времени ti определяют по формуле F ( t i ) = ( ∑ k = 0 n − 1 d φ ( t i − k ) ) / ( 2 π ⋅ n ⋅ d t ) , где n - целое значение. Технический результат заключается в повышении точности определения частоты трехфазного напряжения. 3 ил.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано при различных физических исследованиях. Способ основан на формировании внутри измерительного временного интервала, равного целому числу периодов исследуемого сигнала, вспомогательных временных интервалов, которые заполняют счетными импульсами, число которых в каждом последующем вспомогательном интервале умножают на весовые коэффициенты, увеличивающиеся каждый раз на единицу до среднего из n вспомогательных интервалов с последующим уменьшением каждый раз на единицу. При этом внутри измерительного временного интервала формируют чередующиеся друг с другом нечетные и четные вспомогательные интервалы, которые при последовательном суммировании взвешенных нечетных и вычитании четных временных интервалов определяют усредненное значение длительности входного временного интервала. Технический результат заключается в расширении диапазона измерения длительностей временных интервалов с повышенной точностью и помехоустойчивостью без увеличения общего времени измерения. 3 ил.

Изобретение относится к электротехнике, в частности к электрооборудованию, установленному на электрических станциях и подстанциях в системах производства, передачи и потребления электроэнергии, и может быть использовано во всех электроустановках, использующих цифровую обработку данных. Способ определения угла сдвига фаз между двумя синусоидальными сигналами путем измерения N/2 раз в течение полупериода Т/2 и в каждый текущий момент времени tj, j=1, 2, …, N/2 мгновенного значения одного из двух синусоидальных сигналов a(tj), изменяющегося во времени t по следующей зависимости: a(t)=A m sin(ωt). При наступлении момента выполнения условия, при котором мгновенное значение a(tj)=0, осуществления измерения и фиксации мгновенного значения другого синусоидального сигнала - b(tj)|а=0 той же частоты, изменяющегося во времени t по следующей зависимости: b(t)=B m sin(ωt+φ). Определяют значение угла сдвига фаз φ: где φ - угол сдвига фаз между двумя синусоидальными сигналами a(t) и b(t); b(tj)|а=0 - значение синусоидального сигнала b(t) в течение одного полупериода Т/2 в момент времени tj, когда значение синусоидального сигнала a(t) равно нулю, единицы измерения сигнала b(t); Вm - амплитудное значение синусоидального сигнала b(t), единицы измерения сигнала b(t), взятое со знаком плюс, если выполняется условие где b(tj-1) - предыдущее мгновенное значение синусоидального сигнала b(t), измеренное в момент времени tj-1, и со знаком минус, если Технический результат заключается в повышении быстродействия и точности определения сдвига фаз. 4 н.п. ф-лы, 3 табл.

Изобретение относится к радиотехнике и связи и может быть использовано в устройствах обработки информации, в системах автоматического контроля и регулирования. Технический результат - осуществление допускового контроля частоты входного сигнала. Устройство допускового контроля частоты содержит общую шину, входную шину, два резистора, два конденсатора, два буферных каскада, два компаратора, два одновибратора, два устройства выборки-хранения, делитель, сумматор, формирователь одиночного импульса и выходной формирователь, шину питания. 1 з.п. ф-лы, 3 ил.
Наверх